本发明涉及用于稳定交流电压的净化电源，尤其是涉及一种使用高频脉冲高度调制（PAM）及脉冲宽度调制（PWM）技术的变流电路组成的对交流供电电网、如市电无任何副作用的交流稳压净化电源。 通常，由于交流电网电压的波动，对各种用电装置带来不利影响，特别是对输入电压值要求严格的用电装置，如计算机、电医疗器具等，使它们不能正常的工作，在电网电压波动严重的时候，甚至使其停止工作或使其损坏。因而在很多场合必须使用交流稳压装置。现在普通使用的交流稳压器一种是铁磁饱和式稳压器，另一种是电子式稳压器，前者使用的铁芯大并且磁化电流大，因而重量大、体积大并对电网功率因数带来不利影响;后者电路复杂，仍要使用全输出功率的变压器，因而重量体积也大。
为了克服现有技术交流稳压装置的这些缺点，因此本发明的目的在于提供一种能稳定交流正弦波电压变化的、能有效保护用电装置的稳压用净化电源，它不但重量轻、体积小，而且波形失真度小，对电网的功率因数不会产生不利影响，稳压范围大，精度高。
本发明的目的是这样来介决的：利用高频脉冲高度调制（PAM）及高频脉冲宽度调制（PWM）双重调节的原理，对交流电、尤其是市电经整流但不滤波的脉动直流作调制，使之再生一个所需幅值大小的正弦波补偿电压VBC（参见图1），并且通过PWM技术，将电压反馈误差放大信号与一个三角波发生器发生的三角波进行比较，即可作到由电压误差信号的大小来改变脉冲宽度，该脉冲宽度地变化直接地控制新的被偿电压源VBC的幅值大小，并借助相位转换电路技术，使该补偿电压源VBC与电网输出电压VAE同相位时相加，以补偿电网电压的低落，或在反相位时相减，以减少电网电压升高的部分，并当电网输出电压正常时使该补偿电源电压VBC为零，因而使该净化电源的输出电压VDE恒为常数，即VAE+VBC＝VDE＝常数，从而达到稳定交流电压输出的目的。
以下通过借助下列附图对本发明优选实施例的具体说明，将能更清楚地理介本发明的特征与优点。
图1：本发明的净化电源方框原理图;
图2：本发明的净化电源的补偿电源电路的第一实施例电路图;
图3：图2电路中各点的波形图，其中图3-10系比较电路;
图4：本发明的净化电源补偿电源电路的第二实施例电路图;
图5：图4电路中各点的波形图。
本发明的净化电源的结构如图1所示，关于它的说明已在上面介绍了，这里不再重复。现在参照图2，该图为本发明净化电源补偿电源电路的第一实施例，它的组成为：一个线圈L分为二段，其端部分别并接电容C1及C2，在电容C2的二端并联一个吸收尖峰波的吸收管ZNR及一个桥式整流器BD的输入端，该整流器BD的正输出端（+）分别接于晶体管Q1及Q3的集电极，该两晶体管之发射极分别接晶体管Q2及Q4的集电极及二极管D1及D3的阳极端，并且还并接在低频变压器T的初级线P1，P2上，该两个二极管D1及D3的阴极端接于由滤波电容C4及电阻R1、R2、R3、齐纳二极管ZD1及晶体管Q5所组成的吸收回路上，晶体管Q2、Q4的集电极、发射极间分别并接一个二极管D2、D4，该两个二极管D2、D4的阳极端与两晶体管Q2、Q4的发射极以及吸收回路中电容C4及电阻R3的一端及晶体管Q5的发射极均连接在整流器BD的负输出端（-）上，变压器T的次级线S1、S2之间并接一电容C3且与电容C2、吸收二极管ZNR相串联，在晶体管Q1至Q4的基极上设有输入端B1至B4，用于分别接收高频脉冲宽度及高频脉冲高度调制信号。
在上述的电路中，交流电网输出的交流电，如市电电源（图3-1）经输入端A，E输入，并经由高频滤波器L、C1、C2与尖峰波吸收管ZNR到达桥式整流器BR的输入端，在它的输出端上转换成全波脉动直流（图3-2）。该电路部分无需并接接滤波电容以避免输入功率因素变差。根据公知的脉宽调制（PWM）技术，使电压测量反馈信号的大小直接地改变高频脉冲信号的宽度，当市电电压过低或过高时，该反馈信号均能产生较宽的脉冲信号、即产生出较大幅值的交流电压补偿电源，当市电电压等于本发明装置的额定电压时，该PWM的脉宽为零。当市电电压在正半周期间，在基极B1与B4上输入PWM的脉冲波（图3-3），则使晶体管Q1与Q4导通并在低频变压器T的次级线圈是得到如图3-4中所示的波形;而当PWM脉冲（图3-5）于市电负半周输入到基极B2与B3，则使晶体管Q2与Q3导通并在变压器T的次级线圈得到如图3-6所示的波形;因而，在变压器T次级线圈上正负半周的综合波形如图3-7所示，经滤波电容C3后得到如图3-8所示之补偿电压源，此补偿电压源是与市电电压在相位上完全同步的交流正弦波，此补偿电源之幅值随脉冲宽度与高度变化而变化，因而在该净化电源输出端DE上得到的波形是交流输入电压与该补偿电源波形的总和，如图3-9所示。
当市电电压低落时则加压，相反当市电电压偏高时则必须减压，亦即在低频变压器次级线圈侧感应的电压必须与市电电压反相或差180°相位，因而将PWM脉冲信号在电源正半周期间改输入到基极B2因此在加压或减压时均使用同一变压器，并且该变压器只负担输出功率中很小的一部分，故可得到本发明装置体积小、重量轻之优点。
当市电电压不偏高或偏低时，负载电流流过变压器T的次级线圈，此时次级线圈具有直流内阻与交流感抗，该交流感抗远大于直流内阻，实质上起耗损能量的作用。因而根据本发明在此时强迫送信号到基极B2与B4，强迫晶体管Q2与Q4导通，则使变压器T初级侧经由P1-Q2（D2）-Q4（D4）-P2，或P2-Q4（D4）-Q2（D2）-P1形成短路而改变变压器T之交流感抗，使该变压器在次级侧的交流感抗降低到接近零，以提高本装置的工作效率。
当信号在交变时，变压器漏感所储存的能量无法回馈到桥式整流器BD正负输出端，因该输出端无滤波电容仅供提供脉动直流电压，无法吸收能量。因此本发明另设独立吸收回路，漏感能量经由D1，D4或D3，D2对电容C4充电，当充电电压过高时，藉吸收电路R1、Q5、R2、ZD1、R3作能量消耗。
以上本发明电路中所使用的开关元件是以晶体管为例的，但亦可采用场效应晶体管及GTO（门极可关断晶闸管）以及其它类似作用的开关元件。
如前所述，根据现有技术的电压反馈误差放大及三角波发生器，该此两种信号分别输入到比较器，如图3-10的比较电路所示，电压反馈误差信号输入到比较器A的正输入端（+）上，及输入到比较器B的负输入端（-）上，而三角波信号输入到比较器A的负输入端（-）上，及输入到比较器B的正输入端（+）上，因而在比较器A的输出端得到脉宽调制信号PWM，对于输入电压偏必须作正向补压时用;而在比较器B的输出端是提供输入电压偏高必须作反向减压时的脉宽调制信号;当比较器A与B均无输出时，此时恰好是输入电压正常不须补正或减压，从或非门（NOR）得到高态输出提供决定改变变压器T交流阻抗的信号。
现在参照图4-1，该图为本发明净化电源补偿电源电路的第二实施例，它的组成为：一个线圈L1分为二段，其端部分别并接电容器C11及C21，在电容器C21的两端并联一个吸收尖峰波的吸收管ZNR及一个桥式整流器BD1的输入端，该整流器BD1的正输出端（+）分别接于晶体管Q11及Q31的集电极，该两晶体管之发射极分别接晶体管Q21及Q41的集电极及二极管D11与D31之阳极端，并且还并接在高频变压器Tf的初级线圈P11、P21上，该两个二极管D11与D31的阴极端接于由滤波电容C41及电阻R11、R21。R31、齐纳二极管ZD11及晶体管Q51所组成的吸收回路上，晶体管Q21。Q41的集电极、发射极间分别并接一个二极管D21、D41，该两个二极管D21、D41的阳极端与两晶体管Q21、Q41的发射极以及吸收回路中电容C41及电阻R31的一端及晶体管Q51的发射极均接在整流器BD1的负输出端（-）上，高频变压器Tf的次级线圈S1、S2分别接于由二极管D5至D8及晶体管Q6及Q7组成的桥式整流子BD3的交流输入端、即二极管D5的阳极及二极管D7的阴极连接点、二极管D6的阳极及二极管D8的阴极连接点上，晶体管Q6的集电极与二极管D5及二极管D6的阴极相连接，晶体管Q7的发射极与二极管D7及D8的阳极相连接，晶体管Q6的发射极与晶体管Q7的集电极相连接并连于电感L2的一端F，在该电感L2的另一端C及变压器Tf的中间抽头B上接有滤波电容C31，晶体管Q11至Q41的基极B11至B41分别接收高频脉冲宽度调制信号及脉冲高度调制信号的输入，晶体管Q6与Q7的基极B6及B7分别接收与交流市电电源同步之正半周开关信号与负半周开关信号。
当交流输入电压VAE（如图5-1所示），其正半周期间与负半周期间经桥式整流成为全波脉动波形，如图5-2所示，当市电偏低时，随着高频PWM，脉冲宽度将变大，产生如图5-3所示的高频正半周，此高频正半周脉冲导通比最大必须小于50%，同样利用高频PWM，产生如图5-4所示之高频负半周，此高频负半周脉冲导通比最大亦小于50%，将高频正半周输入到基极B11与B41，在晶体管Q11、Q41中将流过高频电流，该电流的波形如图5-5所示;而高频负半周输入到基极B31、B32，在晶体管Q31、Q21中将流过高频电流，如图5-6所示;因而在高频变压器Tf的初级线圈即可得到正负半周之高频电流，其波形如图5-7所示。此一高频波形之幅值是市电电源之幅值高度，波形之变化呈双向脉动，正半周期间零点上方为正向波，零点下方为反向波;在负半周期间零点上方为反向波而零点下方为正向波。该初级侧双向脉动波分别感应到次级线圈的两部分S1-B及S2-B上，在次级线圈部分S1-B上感应出与市电电压完全同步同相之双向脉动波形、同图5-7所示，而在次级侧部分S2-B上感应的波形恰与S1-B相反亦即与市电反相、如图5-8所示。
当电源输入电压低落时，必须加压、补偿电源电路藉PWM技术产生较宽的脉冲宽度，得到一适当幅值大小，此补偿电源波形必须为与市电同相之电压，电源频率正半周期间可选择二极管D5，D6及晶体管Q6导通，这时藉电源正半周同步信号（如图5-9所示）输至基极B6;电源负半周期间选择二极管D7，D8及晶体管Q7导通，这时藉电源负半周同步信号（如图5-10所示）输出基极B7。因此换相开关Q6与Q7作换相之控制，在端点F、B上即可产生如图5-11的波形，此波形经L2与C作高频滤波即产生如图5-12之纯正弦波形，此波形与市电电源串联相加，得到输出电压VDE，VDE＝VAE+VCB为一恒定电压。
当市电电源偏高时，必须减压，因而补偿电压源藉PWM技术产生较宽的脉冲宽度，使之得到适当的电源幅值，此补偿电源必须与市电反相，可藉相电源正半周同步信号（如图5-9所示波形），改输入到二极管D7，D8及晶体管Q7回路中Q7的基极B7上，电源负半周同步信号如图5-10所示的波形改输入到二极管D5、D6及晶体管Q6回路中的Q6的基极B6上，因而在端点F对B上得到如图5-13所示的波形，同理在端子C-B上得到如图5-14之波形，此正弦波恰与市电反相，因而本装置的输出为：VDE＝VAE-VCB，从而得到一恒定电压。
当市电电压正常时可藉助PWM技术得到零宽度，因而补偿电压源幅值为零，因而输入电压等于输出电压，即VDE＝VAE+0＝VAE，因而藉高频脉冲信号宽度调制及在电源波形时序上控制，达到正向加压或反向减压，以达到本装置输出为定值之功效。
上述电路中全桥式驱动电路亦可改用推挽式电路，而作开关用的主元体可为晶体管亦可为场效应晶体管（FET）或绝缘栅型双极性晶体管（IGBT）。如图4-2所示，其上述换相开关晶体管Q6、Q7场效应管Q6A、Q7A所取代，对高频变压器Tf二次侧绕组电压作在时序上控制输出，以达到正相加压与反相减压的换相特殊功能。
当然本装置在动作时，高频变压器Tf之漏感所储存之能量无法回馈到整流电桥BD1之正输出端上，因该输出端仅提供脉动直流，无法吸收储能，因此本装置另设独立吸收回路，漏感能量可经由二极管D11与D21对C41充电，当充电能量过高时藉电阻R11、R21、R31，齐纳二极管ZD11及晶体管R31作能量消耗，（图4-2中这部分电路有些省略）以提高本发明的可靠性。
为了轭要起见，本发明的特点可归纳下列四点：
（一）高频交流稳压净化电源所需之补压或减压能源之获得系利用脉冲宽度调制对市电经整流而无直流滤波的脉动直流波作脉冲宽度与脉冲高度调制，该调制的波形相对于电源基波来说含有极低的谐波失真成份，经简单的谐振滤波即可得到无输入功率因数变差的新正弦波之功能。
（二）该净化电源使用再生式交流稳压，在决定要补压或减压后，若采用低频变压器及高频脉冲调制技术时，仅对控制变压器初级之开关元件在时序上作市电电源正半周信号与负半周信号的适当变换，借此换向技术即可达到补压或减压的功能。若采用高频变压器及高频脉冲调制技术时，仅对变压器次级侧的开关元件在时序上作市电电源正半周与负半周同步信号之互换，即变换了流经作换向开关用的晶体管电流的时序，即可达到正相补压及反相减压的功能。
（三）该净化电源因市电输入电压偏高或偏低，须要适当的补偿电压源作补压或减压时，此补偿电压源之幅值大小随输入电压越高或越低而变得越大，当市电输入电压越接近于该稳压净化电源额定输出电压值时，补偿电压源的幅值为零所具之功能。
（四）该净化电源在采用低频变压器及高频技术时，因低频变压器在不需要补压与减压时，变压器次级侧具有高交流阻抗足以影响稳压的效率，藉对变压器初侧强迫导通使次级侧之阻抗降低的技术手段，使该稳压净化电源提高效率的功能。
综上所述，本发明对市电电源达到稳定电压的功能，系因采用高频脉宽调制方式，具有极快的响应速度，无低频噪音，无传统变压器的激磁电流，其效率特性及功率因素均为传统式交流稳压器所无可比拟，而其稳压范围较宽，为额定电压的-20%低压及+30%高压范围，更具有弹性变更范围之特性，本发明在输入电压为170伏时，其输出电压实测值为220.1伏，当输入电压升高到260伏时，其输出电压仍维持在220.5伏，稳压率远小于1%，本装置外形长宽高为37.5公分×8.0公分×7.0公分，约为传统电脑级电子式交流稳压器的1/8，而本创作之重量为0.75公斤约为传统式的1/15，其结构之新颖性及达到装置效果的实用性已毋庸置疑。应该指出，凡在本发明总构思范围内的各种变型及变换设计，均应包含在本专利的保护范围之内。