本发明涉及交流放大器，具体地说，涉及用数字方式控制交流放大器的频率响应的方法和装置。 通常，放大器电路接收一个输入电压和提供一个与所接收的输入电压成比例的电压输出。在甚低频应用（包括直流应用）时，放大器的比例因子（又称为增益）可通过适当地选择输入和反馈电阻来确定。然而，在高频应用时，寄生电容和其它的电容会改变放大器的增益。放大器增益改变的具体样式通常称为放大器的频率响应。
一般希望把输入电压频率的变化引起的放大器增益的变化减到最小，即希望控制放大器的频率响应。一种控制放大器电路频率响应的现有技术示于图1。
图1的放大器包括一个输入电阻Ri和一个反馈电阻Rf，这样，放大器的低频响应可表示为
Vσ＝-Vi（Rf/Ri）
在高频时，寄生电容（表示为Ci）改变了放大器的增益。因此，为了平衡寄生输入电容Ci地影响，要在反馈电阻上并联一个反馈电容器。反馈电容器应加以变化，使寄生电容Ci对放大器增益的影响降到最小。图1表明，电容量是可人工改变的，即为了平衡输入寄生电容，用户必须调整电容器。
上述的现有技术的电路排除了计算机控制频率响应或计算机控制校准的可能性，上述的现有技术的电路还需要人工调节此可变电容器，并且需要“开罩校准”。这就是说，在采用上述现有技术电路的任何装置中必须开罩校准，这样一来，会使该装置面监着因开罩结构而引起的危险。此外，原有其它的方法又带有另外的缺点，例如，很大的电容温度系数和调节机构的非线性。
因此，提供用数字方式控制交流放大器频率响应的方法和装置是所期望的，从而能在高频时精确地控制放大器的频率响应，并能进行放大器的“闭罩校准”。
本发明提供一种已经改进的、以数字方式控制频率响应的交流放大器。该放大器包括一个用来接收输入电压和提供按预定放大系数与输入电压成比例的输出电压的电压放大器电路。放大器还包括一个用来改变电压放大器电路的有效反馈电容的可变电容器电路，该电路响应数字输入信号，以平衡此电压放大器电路的输入电容。
可变电容器电路包括一个固定电容器和一个电压倍增器，电压倍增器有一耦合输入端以接收电压放大器电路的输出。电压倍增器还响应一数字输入信号，提供一个与倍增一可选常数的倍增器输入端的电压成比例的输出电压。数字输入信号便是此选定常数的二进制表示。
本发明还包括一种平衡电压放大器电路的输入电容的方法，电压放大器电路包括一个其反馈阻抗接在电压放大器的输出端和一个公用接点之间的运算放大器。该方法包括提供电容值与输入电容不相等的一固定电容器的步骤，固定电容器有一个输入端和一个输出端。该方法还包括把运算放大器的输出电压乘以一可选常数K并把这倍增的输出电压送到固定电容器的输入端的步骤。最后，该方法还包括把固定电容器的输出端接到公用接点，以使放大器反馈阻抗的有效电容与可选常数K成比例的步骤。
图1是现有技术的交流电压放大器的说明性简图。
图2是本发明的主题，是带有数字方式控制频率响应的交流电压放大器的说明简图。
图3是图2所示的电压倍增器的说明框图。
图4是图2所示的电压倍增器的另一实施方案。
本发明包括一个改进的有着数控频率响应的交流放大器。图2是本发明电路的简图，图中交流放大器200包括一个运算放大器202，它经过输入阻抗204得到输入电压Vi。输入阻抗204包含一个电阻值等于Ri的输入电阻206。根据现有技术知道，输入电阻206包含一个数值等于Ci的寄生电容208，寄生电容的数值除了受电阻接到交流放大器200的方式的影响外，它还是电阻206物理特性的函数。寄生电容的典型数值可在微微法范围内。
虽然本发明的描述及说明仅涉及寄生输入电容，但内行的人都明白本发明也适用于电容接到输入阻抗204的这类电路。
交流放大器200还包括一个接在放大器200的输出端（VO）和公用接点212之间的反馈阻抗210。反馈阻抗210包括一个和反馈电容器216并联的反馈电阻214，反馈电阻214的数值Rf连同输入电阻206的数值Ri一起选定以提供放大器低频增益，它可以表示为
VO＝-Vi（Rf/Ri）
或
VO＝-VI（A）
式中A是放大器的直流增益，选择电容器216的数值Cf1与寄生电容208的数值大致相近，然而，重要的是：反馈电容器216的数值不是大于就是要小于寄生电容208除以放大器的直流增益A所得值。本发明选用的实施方案中，反馈电容器216的数值Cf1取值小于寄生电容208的值Ci除以放大器的直流增益A的数值，即
Cf1＜Ci/A
新型交流放大器200还包括一个接在放大器200的输出VO和公用节点212之间的可变电容器电路218。可变电容器电路包括一个固定电容器220和一个电压倍增器222，电压倍增器222响应数字控制信号，使输出电压VO倍增一可选常数K。此倍增的输出电压与固定电容器220的第一接头224相连，而固定电容器220的第二接头226接到公用节点212。通过使输出电压VO倍增一可选常数K，固定电容器220的有效电容Ceff会有变化，具体变化为：
ceff = K(cf2)]]>
K的选择范围：
0＜K＜1
在这个范围内，固定电容器220的有效电容下降，从而也降低了总的反馈电容，因此反馈电容器216和固定电容器220的数值应该这样选择，使得无补偿时的反馈值必须大于寄生电容除以直流增益，即：
Cf1+Cf2＞Ci/A
电压倍增器222可以用许多装置实现，现在所选的电压倍增器的一个实施方案示于图3，图中，电压倍增器包括一个与输入放大器302和输出放大器304相接的标准的数模（D/A）转换器300。该输入放大器包括一个带有输入电阻308和反馈电阻310的运算放大器306的标准运算放大器电路。输入放大器302用于按预定比例来改变电压倍增器222的输入电压VO，预定比例系数等于输入电阻308的值Ri2]]>和反馈电阻310的值Rf2]]>的比率，即（Rf2/Ri2）。输入放大器302的输出送到D/A转换器300的参考电压输入端。该输入电阻和反馈电阻的推荐阻值分别为23KΩ和10KΩ。
输出放大器304也包括一个运算放大器电路，电路包括一个带有由反馈电容314和反馈电阻313构成的反馈通道的运算放大器312。输出放大器304的运算放大电路设计成：输出电压对电流输入的比等于电阻313的数值Rf3]]>。输出放大器304用于把D/A转换器300的可变电流输出转换成可变电压输出VO′。输出放大器304的输出送到固定电容器220的第一端头224。
电压倍增器222受数控信号控制，信号是用一个微处理器316经过一个接口318提供给D/A转换器300的。D/A转换器在它的数据输出端（DO）提供一个输出信号，此信号是转换器参考输入端的电压和数控信号的二进位数值的合成结果。
图3的框图进一步说明对改进放大器电路进行闭罩校准的方法。微处理器316对程序和数据输入信号作出响应，经过接口318向D/A转换器（300）提供数控信号（DCS）。除其它接口和现有技术已熟悉的控制电路外，接口可包括缓冲存储器，例如寄存器。通过用数控信号的二进位数值倍增参考电压，D/A转换器300和输出放大器304一起共同提供一个输出电压VO′，VO′是放大器200的输出电压VO和常数K的二进制乘数。显然，对于本领域的普通技术人员来说，此数控信号必须补偿输入放大器302的比例系数，或采取另一种办法，使电压倍增器222的增益K值为数控信号二进位数值和输入放大器302的比例系数的函数。
在校准中，可以改变此数控信号，直到放大器200的频率响应处在能接受的误差内，此后，在任何可变的间隔中校准放大器200，使放大器的频率响应维持在所希望的误差内。例如，可能在应用中需要频繁到每小时进行校准，由于改变微处理器316的控制程序和数据信号便可实现数字控制，因此重复校准就能容易、快速地完成，並不需打开所用放大器所在的装置的罩。
电压倍增器222另一个实施方案示于图4。图中，模拟电压倍增器电路400接到数模转换器402以接收其控制电压。D/A转换器402响应数控信号提供一个与参考电压Vr的数值和数控信号的二进位数值成比例的输出电压VC。模拟倍增器电路400提供一个与电压倍增器电路输入电压VO和控制电压VC成比例的输出电压VO′。与图3的电路类似，图4的电路适于电压VO′的数字控制和放大器电路200的有效电容的数字控制。
可以看出，虽然为了说明本发明，文中描述了一些具体的实施例，但在不违反本发明的精神和范围的条件下可以作出各种改变，因此，本发明仅受所附各项权利要求的限制。