本发明的领域为数据采集系统的高精度放大器，更具体地说，是由两种串联连接的集成电路运算放大器组成的高精度组合放大器。 先有技术的高精度放大器是已知的。本文所用术语的高精度放大器是指其精度要求大约是0.005%。通常已知放大器可得到的精度只和该放大器的开环增益有关。在无需高速度的应用场合中，可提供足够增益的单级运算放大器是现成可购得的。然而，由于对获得高速性能的折衷，高速运放大都有较低的开环增益。在本文所用术语地高速应用场合是指要求稳定时间大约为700毫微秒（ns）的应用场合。当应用既要求高精度又要求高速度时，这意味在所要求的稳定时间（700ns）内，输出必须稳定在所要求的精度之内（0.005%）。
由于可利用的单级的增益的减小，高速运放、现有的高速高精度放大器通常包含串联连接的两个高速运放。在该结构中，组合的运放对的净增益为各增益的乘积，该乘积对高精度应用是足够的。然而，为稳定复合结构，补偿网络必不可少的。先有的补偿网络可很好地工作在低速应用中，但会引起组合放大器高速性能例如稳定时间变差。因此，先有的组合运放已能达到必要的精度，但由于所用补偿电路引起的延迟使高速性能受到限制。
按照本发明的高速、高精度组合放大器包括串联连接的第一和第二运算放大器级和与第二运算放大器连接的补偿网络。补偿网络在组合放大器的开环响应中产生一个零、一个第一极点和一个第二极点。这样构造补偿网络使补偿网络开环响应的第二极点近似等于零，从而使该第二极点与零点相互抵消。
本发明的一个主要优点是为高精度组合放大器改进了高速性能即减小了稳定时间。本发明给出的极点/零点相消简化了组合放大器的开环响应，实际上象一个较简单、较快速、单极点响应的单级放大器那样工作。结果是大大减小了组合放大器的稳定时间。
为实现本发明提出的极点/零点相消，第二运算放大器可包含第一和第二外部补偿连接点，而补偿网络可包括并联连接在第一和第二外部补偿连接点之间的电容器和电阻器。使用外部补偿的好处在于它提供对第二极点位置的较大程度的控制而对元件容差和温度变化不大敏感。
本发明主要目的是提供一种其零点位置可调整或微调以使第二极点与零点进行的所要求抵消的组合放大器。因此，该组合放大器可包括用于调整零点以使零点近似等于第二极点的可调整电路。该可调电路包含连接在第一运放输出和第二运放输入端之间的各个分压器，在该电阻分压器中至少一个电阻是可变的。
本发明的以上和其它的目的和优点通过以下描述是很清楚的。在说明书中参考附图，并以图示方式说明本发明最佳实施例。但是该实施例不代表本发明全部范围，本发明范围可参考权利要求书加以说明。
图1是用于计算机X射线断层造影（CT）扫描器的数据采集子系统的方框图，该子系统使用于本发明的高速度、高精度的组合放大器;
图2是构成图1数据采集子系统一部分的浮点放大器的方框图;
图3是构成图1数据采集子系统一部分的数据变换器的净传递函数的曲线图;
图4是先有技术反相放大器的简图;
图5是先有技术的、未补偿的组合放大器的简略图;
图6是先有技术的、已补偿组合放大器的简略图;
图7是构成图2浮点放大器一部分的反相增益为8的组合放大器的简略图;
图8是带有构成图7放大器一部分的外部补偿的运算放大器的简略图。
参考图1，计算机X射线断层造影（CT）数据采集子系统1接收多个输入信道2上每一个的模拟输入信号。输入信号调整之后（未示出），输入信道2被连接到多路传输器3，在图象处理控制器4的控制下在某一时刻选择一个输入信道2。多路传输器3的输出是对应于所选输入信道2上模拟输入信号的模拟信号。输出5作为输入连接到数据变换器6。数据变换器6将模拟输出5转换或变换为包含分别如下所述的独立的指数和小数部分7、8的浮点数据输出信号。然后以已知方式，由图象处理控制器4进行采样和处理。
在典型CT系统中，每个输入信道2是一个其自身为一来自47个不同X射线检测器（未示出）的复合多路信号，该系统共有16个这类输入信道2。多数CT系统设计和工作要求指出每个输入信道2上的所有47个检测器信号必须每一毫秒顺序采样一次，例如每1毫秒采样总计752次。由于先有放大器的速度局限，过去必须采用与复杂多路传输方案同时工作的总共12个数据变换器6，以便在要求时间内采集所有样本。
相反，使用本发明的高速放大器，只需2个数据变换器6便可在1ms周期内获得同样数量的样本。一个这样的数据变换器6在图1中示出，该变换器为16个输入信道2中的8个所使用。可理解第二数据变换器（未示出）可为另8个信道所使用。这样，本发明的高速放出使得硬件复杂性及成本方面的显著节省成为可能。
还是参考图1，数据变换器6由两个主要单元组成;浮点放大器（FPA）10和常规的模/数（A/D）转换器11。浮点放大器10用作预定标器，将离散放大因子加到输入5上使之落在A/D变换器11的最佳变换范围内。放大因子或浮点放大器10的“增益”通常为2的幂，该实施例所用因子为1、8和64。所选放大因子由FPA 10编码为数字浮点数的2个比特的指数7。A/D变换器11的输出8则代表该数字浮点数的小数部分。由指数7和小数部分8组成的数字浮点数被输入到图象处理控制器4作进一步处理。
参考图2，浮点放大器10的输入5首先由单位增益放大器20进行缓冲。将放大器20的输出作为“X1”输入加到模拟量多路转换器21原一个输入端。放大器20的输出也连接到反相放大器22的输入端，以产生-8的增益。放大器22的输出连接到增益分别为-1和-8的反相放大器23和26。因此放大器26的输出代表原始输入信号5的+64（-8×-8）的净放大，并连到模拟量多路传输器21的“×64”输入端。同时，放大器23的输出连接到模拟量多路传输器21的“×8”输入端（-8×-1＝+8）。放大器22的输出也连接段选择电路24的输入端25。
参考图2和图3，为增大数据变换器6可接收输入的范围，输入5在概念上进一步划分为三个段，标以数字Ⅰ-Ⅲ。段选择电路24以已知方式工作从分别对应于段Ⅰ-Ⅲ的增益×64、×8或×1中选一合适的量。选择电路24将输入25与对应于（1）A/D变换器11的模拟输入的满刻度以及（2）该满刻度的1/8的阈值相比较。由于段选择电路24的输入25已被放大8倍，所以，实际所用阈值分别对应于原始输入信号5的满刻度的1/64和1/8。
根据阈值比较，段选择电路24对包含指数7的两条二进制控制线进行编码。该指数7既连接到模拟量多路传输器21的控制输入端，又作为2位指数连接到图象处理控制器4。因此模拟量多路传输器21按照输入信号5所在的段，选择分别具有放大率×1、×8或×64幅度的放大器20、23或26中一个的输出。这就保证了模拟量多路传输器21的输出27尽可能大而不超过A/D变换器11的满刻度输入。
因为数据变换器6要变换许多个信道，所以相对变换率可是非常高。在该实施例中每个样本的2.33微秒的变换速率是最佳的。A/D变换器11是具有最佳2.33μS采样周期的采样保持型的。一旦由输入多路传输器3所选输入信道已发生改变，则新选信道2上的信号必须传过输入多路传输器3和浮点放大器10，并略在2.33μS周期结束之前，在A/D变换器11的输入端上变得稳定。这要求浮点放大器10中的放大器20、22、23和26必须具有宽的频带宽茺和相当短的稳定时间，因为通过浮点放大器10的任何路径都需要通过放大器20、22、23和26中的2或3个的串联组合。每个放大器的最佳稳定时间为700ns左右，对串联连接的三个放大器稳定时间为3×700ns＝2.1μS。
图3的曲线图表示数据变换器6的净传递函数。理想的是三个段Ⅰ-Ⅲ最好对齐并相连接。影响这种对齐的有两个因素，具体为每个段的斜率和零点交叉或偏移。每个段的偏移可由已知的自动零电路纠正或最好由改进的数字自动零点电路来纠正，该改进电路在与本发明有同日提交的、题为“计算机X射线断层造影数据采集系统的改进的自动零点装置和方向”的共同未决的美国专利申请中予以说明。
每个段的斜率表示加在该段的净放大增益。因此有必要确保每个放大器20、22、23和26的增益精确到与所要求精度相称的水平。在该实施例中，该所要求精度相称的水平。在该实施例中，所要求精度为0.005%。能以单位增益提供所要求速度和精度的单级运算放大器是现成的。使用这种单级运算放大器，例如用作放大器20和23。
然而，也要求相当大的增益时，例如放大器22和26，单级运算放大器在精度和速度方面受到限制，如下文详细说明。含串联连接的两个运算放大器的组合放大器已成功地用于提供所必要的精度，但这种放大器也引入了不能接受的长的稳定时间。这些长的稳定时间成为可获得的最大采样速率的限制因素。本发明提供了具有所要求增益、精度和极快稳定时间的放大器，从而提高了采样速率。
参考图4，单元反相闭环放大器29的增益可用下式近似：
增益＝ (Vout)/(Vin) ＝-[ (R2)/(R1) ] （1）
例如，当R2＝8+R1时可得到增益-8。可以得所要求精度即和市场上可购得的精度一致的电阻器对来获得电阻R1和R2的比率。然而，等式1给出的近似不准确。给出准确的增益表达式如下：
其中，“A”是放大器30的开环直流增益。
该后一个增益表达式（2）当项A×（ (R1)/(R1+R2) ）远远大于1时可简化为简单得多的前一表达式（1）。该近似成立的程度确定了简单增益表达式（1）的精度。为获得“增益8”放大器（例如，R2＝8＊R1）所要求的0.005%的精度，等式（2）中的“A”值必须大于180，000伏/伏。注意到“增益为1”放大器中，其中R1＝R2，“A”数值只需为40，000伏/伏左右就可获得相同精度。
市场上可得到的高速运算放大器限制为开环增益适合于单位闭环增益应用（A≈40，000）而不适合于较高的闭环放大因子。例如，在本实施例的“增益8”放大器中，需要开环增益“A”＞180，000，但这种高速单级运算放大器是市场上得不到的。高速、单级运算放大器的开环增益的限制是由于获得高速性能所作设计折衷。
对这种不适当开环增益情况的一种可能的解决方法是在制造时调整R1或R2以进行补偿。由于放大器的开环增益非常可能随温度和时间而漂移，因此这种方法是不可接受的。
另一可能的解决方法是增大放大器的开环增益。这可如图5所示，通过串联连接两个运算放大器级31和32，以先有技术已知方式加以实现。在此情形下，串联对的开环增益等于各级开环增益的乘积。然而，图5的基本串联连接并不是可行的解决方案，因为它未作补偿并会振荡。
如图6示出的串连运算放大器的补偿形式通常为先有的高精度放大器所用。图6的放大器结构具有足以获得所要求的精度的开环直流增益，但由于所用的补偿网络，也引入了不可接受的长的稳定时间。这使图6的放大器结构不能用于高速应用场合，因为该电路要求“等待”相当长的时间使放大器输出稳定为所要求精度。
现在说明图6放大器结构所固有的较差的高速性能的来源以及本发明提供的改进的高速性能。以复数频率算子“S”、将通常单级运放可得到的典型开环频率响应用以下简单单极点表达式加以描述：
A（S）＝ (A)/(T1S+1) （3）
其中，T1是由单级运算放大器的结构和内部补偿确定的特征时间常数。
除了有些高频率极点外，上述表达式通常是有效的，所述高频极点一般不影响闭环放大器的动态响应。数学上通过首先用等式（3）中A（S）的表达式替代等式（2）中的数值“A”，然后进行拉普拉斯（Laplace）逆变换，要以证明对图4单级放大器结构，单位阶跃输入的时间域响应可用以下表达式给出：
Vout（t）＝-[ (R2)/(R1) ]Vin[1-e-t/T2] （4）
其中，T2≈ (T1[R1+R2])/(AR1)
换言之，单位阶跃响应是简单的一阶或单时间常数响应。时间常数T2近似等于非反相增益（ ([R1+R2])/(R1) ）和开环单位增益频率的倒数（ (T1)/(A) ）（以弧度表示）的乘积。
例如，使单级放大器稳定在最终值（e-t/T2＜5×10-5）的0.005%之内所需时间近似为时间常数T2的10倍。因此，为了实现所要求的700ns的稳定精度，要求时间常数T2大约为70ns。对“增益为8”放大器，需要125兆弧度/秒或近似20兆赫兹的开环单位增益频率以达到T2的70ns数值。然而，如前所述，市场可购的响应频率高的单级运算放大器大都只有较低的开环直流增益，该增益太低以至不能达到所要求的绝对精度。
相反，图6复合放大器的开环频率响应为以下形式的二阶表达式：
G（S）＝ (A1A2（1+T4S）)/(（1+T3S）（1+T5S）) （5）
其中，A1和A2是复合放大器中串连运算放大器的各个开环增益。
如同前面的一阶开环响应的情形，数学上可以证明，闭环单位阶跃响应具有如下的典型二阶响应的形式：
Vou（t）＝Be-t/T6+Ce-t/T7（6）
进一步可以证明，T6和T6总是大于等式（4）中的T2。较坏情形时，T6和T7中较大的一个数值可以是另一较小数值的许多倍。无可否认，T6或T6中较大数值的相应系数例如分别为“B”或“C”可以非常小。但它仍然会阻碍使0.005%的稳定精度落在大约为700ms的高度稳定时间内。
本发明提供控制等式（5）中T4和T5以使之相等、给出等式（3）的、一阶表达式的简单形式的可靠而且稳定的装置。在图7中，示出了该改进电路的简略图。
为理解该电路如何提供必需的极点/零点抵消，首先必须理解各种电路元件产生的等式（5）中每一个极点和零点的位置。T3关连的第一极点是最高频率处产生的低频极点，而R3、C1和A3构成的积分器的增益等于放大器A3的直流开环增益。在点V1到V3的电路增益到达单位增益的频率处出现和T4关连的零点。和T5关连的第二极点是由运算放大器A4的开环增益形成的高频极点。后者即第二极点由T5决定，该T5通常不可调因此不能准确抵消特性与T4关连的零点。这种没有对消是上述不良稳定特性的原因。
图7放大电路不同于先有的串联放大电路之处在于第二放大器A4是外部补偿的运算放大器。使用外部补偿，可实现对T5的较大程度的控制。该外部补偿由并联连接在外部补偿连接点之间、具体为放大器A4的输出45和外部补偿输入46之间的电容器C3和电阻器R6提供。与C3并连R6是本发明独特一面，它不同于一般只用一只C3或将C3与电阻串联的做法。如下所说明，与C3并联的电阻器牺牲了某些增益，但提供了对取得所要求的极点/零点对消所必需的控制。
参考图8，该图示出本发明提供的补偿如何获得必要的极点/零点相消。运算放大器A4，是典型的流行运算放大器，它由两级50和51构成。输入级50通常称为差分极。该差分级50将分别为+、-的输入52和53之间的差分输入电压变换为差分极59输出端54上的单端电流I1。差分级50的传递函数由单个跨导值gm确定，使得
I1＝（V+-V-）gm （7）
第二即输出级51用于将单端电流输入I1变换为单端电压输出VO，产生-AO的反相增益。忽略R6的作用，输出级51的直接传递函数为：
VO＝-AOI1 （8）
同样，输出级51的交流传递函数定义为：
VO＝-[ (I1)/(SC3) ] （9）
将以上等式扩展到整个运算放大器A4，仍不计R6，可得到以下直流和交流传递函数：
直流增益＝-AOgm （10）
交流增益＝ (-gm)/(SC3) （11）
交流等式（11）用于高频时，其值大于相应直流表达式（10）。换言之，对应等式（5）中T5的频率等于以上直流和交流等式（10）和（11）的数值分别相等时的频率。但是，该频率随AO和gm的函数而变化，这样就可能变得相当不稳定。这种不稳定性制止了等式（5）中确认的极点/零点相消。
然而，通过增加R6，得到A4的新的传递函数：
A4（S）＝ (-gmR6)/(（R6 C3 S）+1) （12）
该表达式（12）指出，已牺牲放大器的一些直流开环增益，以获得由R6和C3确定的固定的频率极点。由于总直流开环增益仍很大，直流开环增益的损耗并不是严重的损耗，如下文更详细的说明。
再次参考图7，电阻器R4和R5a连接在运放A3输出端和运放A4输入端之间的分压器中。因为串联运放对的开环增益一开始就非常大，所以最后的衰减并不显著影响该放大器的总增益。具体地说，该实施例中优选的运算放大器对运放A3是可从I11ioois，Addison，Burr Brown购得的OPA-111型、对运放A4是可从Massachusetts，Norwood的Analog Devices公司购得的AD 380型的OPA-111具有500，000伏/伏的开环增益，而AD 380具有25，000伏/伏的开环增益，得出A3×A4的乘积为1.25×1010。如上所述，大约180，000伏/伏足以获得所要求的0.005%精度，这样由C3、R6补偿网络和R4、R5a分压器造成的衰减是可忽略不计的。还应注意到，运放A3是高增益型的，其自己就具有超过180，000伏/伏增益需求的开环直流增益。但是，在串联电路中，运放A3用作偏移差积分器因此并不需要具有与运放A4葙同高的频率响应。这使得可将较低速的、高增益的运算放大器用作A3。
由电阻器R4、R5a构成的阻性分压器的好的作用是双重的。首先即最重要的，图7电路的任何实际的实现都会将杂散电容引入电路，具体影响C3、R6补偿网络。这些作用和实际元件有关的制造容差一起可能阻止进行所进行的极点/零点相消。本发明最重要的发现是使R5a可调整，这样就可能最大程度上消除实际电路的缺陷从而优化极点/零点相消。
调整R5a的过程如下。将一具有很快（例如平方）的上升时间的方波信号发生器（未示出）连接到图7放大器的输入端40。用示波器（未示出）监视输出45，该示波器也具有足以显示快速上长时间信号的带宽。调整电阻器R5a使对方波输入有最优响应，例如最佳上升时间而无过调节。通过实验已对本实施例中的元件将提供最优稳定时间的由R4/R5a网络产生的衰减规定在大约0.2和0.25之间。最好使R5a的调整范围可在所述范围和略有超过的区间提供衰减。
由电阻器R4和R5a构成分压器的第二个好处是可提供对运放A3产生的噪声的衰减。在接近零输入信号条件下，由于该装置中缺陷而由A3产生的噪声否则会由串接运放A4直接放大。由R4、R5a网络提供的衰减可用来降低该噪声，从而在低电平输入条件下提高串联对的信号噪声比。
至于图7电路中的其余元件，电阻器R1和R2的比率设置了放大器的增益。例如，在先有技术中已知电阻器R1和R2是精度匹配对，对它们已作激光修整以配合该电阻对比率在0.005%之内。对图2中“增益为8”放大器22和26，R2对R1的比率为8.0000到1.0000。R3、C1的网络和运放a3产生第一、即低频极点，该极点提供稳定操作所必需的补偿，如同用先有的组合放大器。
最后，如果输出信号过大，图7放大器的实际的实现会饱和。这种情形是不希望的，因为退出饱和需要额外的时间。为避免放大器饱和，最好和先有技术一样，包括输出箝位器50。输出箝位器50可用于防止Vout达到放大器A4的正的饱和电压。A4的饱和会使A3脱离其通常很有限的工作区间（即，输入和输出很接近于0伏）。由于运放A3、R3和C1构成的积分放大器相当慢，所以在消除过驱动输入之后，组合放大器要用长时间来恢复。图7示出的具体箝位器适用于单极性的、正的输出电压。以此类推，类似的负的电压箝位器可并联加入用于双极性操作。