供电功率注入受调制包络控制 的线性微波功率放大器 本发明涉及电子射频信号放大器领域，特别是涉及一供电功率注入受调制包络控制的线性微波功率放大器。
功率放大器，不论其工作频率范围如何，都有一重要特性，即具有高的能量效率，能量效率即供给负载的有用功率与供电源所吸收的功率之比。
改善放大器能量效率的问题是如此重要以至一直刺激着寻求各种新的解决方法，不论其具体的工作类型如何。
关于上述问题的一些已知的解决方法是从观察通常需被放大的声音和音乐信号的幅度在时间上的特性出发地。观察结果是上述特性显示出随机出现的幅度尖峰，这种尖峰与较长持续时间的较低幅度和中等幅度的信号相比是短时的。与幅度尖峰相对应，放大器从电源吸收功率的峰值。放大器的线性的必要条件是要求即使在吸收尖峰的期间也要保持线性，即其电源电压要保持足够高，使得放大器件不致造成饱和，因而避免被放大的信号产生失真。结果是在信号的大部分时间内电源电压总是比实际需要的高，这样造成放大器件无用的耗散，但在尖峰以外的时间降低电源电压可以防止这一点。这是大部分已知解决方法的建议，它们提出采用两个不同的电源电压，第一个电源电压在吸收尖峰期间使用，而比第一个低的第二个电源电压在某馀的时间使用。与单电源情况相比，这样的工作提高了放大器的效率，因为对于供给电阻负载同样的功率而言，电源电压平均是减小了。
声音信号幅度时间上的尖峰特性在受上述基带信号幅度调制的射频载波中也是存在的。在已调射频载波情况下，功率放大问题主要是为发射目的而发生的。然而在这些情况下，在使用具有两个不同电源电压的放大器时会发生一些问题，因为频率远高于基带声音信号，例如，在数字无线通信中应用的功率放大器中频率落在微波波段。
使用两个电源电压以增加能量效率的放大器的第一个例子在日本专利申请JP60-130905中已被描述。在附图3中示出了使用联接在同一负载RL上的两对晶体管Q1，Q2和Q3，Q4的放大器。第一对晶体管Q1，Q2由两个电压+EL和-EL供给，它按推换电路放大输入信号的最低的电平。第二对晶体管Q3，Q4由两个电压+EH和-EH供给，|EH|＞|EL|。它按同样的电路结构放大输入信号的最高的电平。选择这对或那对晶体管是由输入信号电平决定的，如图4所示。由于电路是完全对称的，可以将下面的讨论只限制于对正的电平，而对于负电平则可由类推方法得到对偶的结果。于是，当输入电平低于+EL时，第一个晶体管Q5激活，并馈电给第一对的Q1晶体管。晶体管Q9，Q10和Q15组成的电流开关将第二个晶体管Q6阻断，Q6的作用是为第二对的Q3晶体管馈电，因而第二对保持阻断。当输入电平超过+EL时，电流开关使晶体管Q6和Q3导通，而同时使Q5和Q1阻断。
第一例子的放大器的最大缺点和下面马上要叙述的第二例子的放大器的缺点相同，因而在下面再讨论。
双电源放大器的第二个例子是在美国专利申请US4598255-A中公开的，其中叙述了一放大器单元，它的组成包括：接收输入信号及产生放大的输出信号的放大装置；为该放大装置提供一相对低的第一电源电压的第一装置；为该放大装置提供一相对高的第二电源电压的第二装置，以及当该放大的输出信号电平低于该第一电源电压时将该第一装置与该放大装置相耦合，且当该放大的输出信号电平高于该第一电源电压时将该第二装置与该放大装置相耦合的控制装置。
上述两个例子的放大器的共同巨大缺点是它们完全不适于幅度调制或者幅度与相位调制的射频载波的放大。该缺点是由于与这个或那个电源联接的切换，或者与其完全等效的方式，将负载与这个或那个放大器的联接的切换，是在待放大或者已放大信号的瞬时电压值上发生的。对于已调载波来说这意味着，例如必须以最好情况为几十兆赫(MHz)而最坏情况为几吉兆赫(GHz)的频率切换几安培的电流。由于适用器件的制造困难和过高价格这似乎完全是不实际的。另外，如果希望真正实现一放大器在信号的瞬时幅度值上在两个电源电压之间切换，首先必须去掉为防止信号传入电源而在射频放大器电源联接中通常使用的陷波滤波器。这样将会有强大的电磁干扰在电路中传播，它会给该放大器的工作带来很大危险。
本发明的目的是克服上述诸缺点，并提供一放大射频信号，特别是微波信号的线性功率放大器，其电源功率的注入由射频信号的调制包络来控制，以提高其能量效率。
为达到此目的，本发明的内容是一线性射频信号放大器，它的组成为：一作为功率放大器的第一晶体管，它由一第一电源以电压+VA通过串联的一二极管和一电感器供电，并由一第二电源以电压+VB＞+VA通过一流动该第二电源电流的第二晶体管供电。一待放大的射频信号RF′in从一定向耦合器取出，并分别通过一延迟线装置送到该第一晶体管的输入及送到后随有一包络放大器的一包络检波器，该包络放大器在被放大的包络上叠加一连续电压+Vreg＜+VA，以得到一输出信号VP。该第二晶体管将电压VP送回到它本身的发射极。只要VP≤VA，该二极管导通而阻断该第二晶体管，在此情况下，该放大器的供电电流只来自该第一电源。
在RF′in的尖峰期间，VP＞+VA而该第二晶体管导通；在此情况下该电感器防止来自该第二电源的电流尖峰跨过该二极管的寄生电容到达该第一电源。RF′in通往第一晶体管的通路中的该延迟线具有一长度足以使该第一晶体管的输入信号的幅度尖峰和该第二电源提供的对应电流尖峰同相，这在权利要求中被更清楚地予以说明。
可以看到，在本发明的该放大器中，向较高电压的切换是在调制包络的诸尖峰上发生的而不是在该射频信号的瞬时幅度值上发生的。该调制包络是与该射频信号的平均功率相关的，因而它的变化远慢于该瞬时幅度值。这样仍有可能在与电源的联接中使用射频陷波滤波器和为消灭该射频干扰负面效应的任何其他必需措施。适用于切换这个或那个供电电压的器件也是较容易找得的。
总之，即使对于幅度调制的射频载波也可以提供双电源的放大器。
本发明的该放大器表明有高的能量效率，并在很宽的频率范围内有极好的线性。其优点是可提供可观的功率节约，它意味着可使用不笨重和不昂贵的电源和散热装置，因此完全满足当今无线电设备特别是用于数字微波无线通信的设备的小型化的要求。另一优点是延长了功率放大器件的使用寿命，这是因为器件必须散出的热功率减小了的效果使器件内的温度降低了。
本发明的特点和优点可参照附图以不受其限制的例子由下列具体实施例的详细说明来得到了解。
唯一的图1给出了本发明的放大器的方框图和部分线路图。
参照图1，可看到方框AMP表示本发明的放大器，它由方框RF-PREAMP(射频前置放大器)，RIT延迟线，RF-AMP-DISP(射频放大器DISP)，RIV-INV(RIV包络检测器)，VIDEO-AMP(视频放大器)，电源开关PIC-COM，第一电源ALIM-A和第二电源ALIM-B所组成。
该放大器AMP有一输入门1，一微波信号RF′in到达该处，该信号经功率放大后耦合到输出门2成为信号RFout，该信号RFout输出至连接在端2和地之间的负载Ro上。所述信号RF′in来自方框LIN，它表示是一已知型式的预失真线性化器，它的输入是一信号RFin。后者是一64-QAM(正交调幅)已调微波载波，但也可以是按照其他幅度调制方式的任何经幅度调制的射频信号，条件是已调信号的幅度特性中存在有短持续时间的尖峰。更一般地说，要求调制信号具有高的动态范围，即具有高的尖峰—平均幅度比。
方框RF-PREAMP是一将低功率电平信号RF′in放大的已知型式的工作于微波的前置放大器。经前置放大的信号取自一也是已知型式的定向耦合器ACC-DIR，并分别耦合到一延迟线RIT和一包络检波器RIV-INV，两者都是已知型式的。
该经前置放大的信号经该延迟线RIT后到达该方框RF-AMP-DISP的输入，RF-AMP-DISP表示是一已知型式并基于使用一源极接地场效应晶体管TR1的微波工作的功率放大器。经RF-AMP-DISP放大后的信号藉电容器C耦合到AMP的输出门2并由此到负载Ro。
出现在RIV-INV输出端的该调制包络到达一视频放大器VIDEO-AMP的一输入端，而其第二个输入端加有一直流电压+Vreg。在VIDEO-AMP的输出端存在一信号VP，该信号到达包含在方框PIC-COMM中的一双极型晶体管TR2的基极。
方框PIC-COMM表示是一受该信号VP的幅度尖峰控制的电源开关，它由TR2以及串联的一二极管D和一电感器L组成。具体地说该二极管D的正极联到提供连续电压+VA的第一电源ALIM-A的输出端，而其负极联到该电感器L的一端，电感器的另一端联到TR1的漏极。TR2的集电极联到第二电源ALIM-B的输出端，该第二电源提供一高于电压+VA的连续电压+VB。TR2的发射极也联到TR1的漏极。ALIM-A和ALIM-B都联到图中未示出的一公共电源，它为两者的工作提供一直流电压+E。图1中虽未明显标出，实际上方框VIDEO-AMP和RF-PREAMP是由ALIM-B供电的，而方框RIV-INV和RIT则不需要供电。
在运作中对该信号RFin的调制型式，假如它是QAM型式或其他等效型式，作一些预先的评述是有用的。其目的是进一步理解现有技术及本发明都对一个放大器采用两个可切换电源电压的思想的基本假设。假定待放大的该信号中有一些随机的幅度尖峰其待续时间要比较低幅度的较长平均持续时间短。该信号的这种特性对于基带声音和音乐信号或者对于它们的调制射频载波是立刻能理解的，但对于调制信号是一般数据的QAM调制载波便不是能马上理解的。QAM调制是数字信号的特征，它同时作用在射频载波的幅度和相位上。将表现已调载波的所有可能值的一个矢量的终端点画在一平面中，可以得到这类调制的图解表示，将所有这些矢量的终端点组成一星座图，由此可计算出已调信号的峰值功率与平均功率之比，和从此导出的带宽。例如对于64-QAM调制，此比值大致为6dB，而其频带从零延伸到大致40MHz。
由上可以得到的一个结果是处理QAM信号的放大器，特别是对于大部分调制电平，必须具有很好的线性以不致使星座失真从而造成解调误差。在这些场合下线性化器LIN就成为必不可少的。为此目的，可以无约束地使用以同一申请人名字提出的欧洲专利申请NO.91200799.4中描述的线性化器。该线性化器的输出端的该信号RF′in具有轻微的幅度和相位预失真，它和TR1所引入的失真大小相等符号相反。至于由GaAsFET TR1(砷化镓场效应管TR1)所引入的失真，在下面将给出一些数值。
继续运作过程的评述，由图1可见，该预放大后的信号RF′in沿两条不同的路线传送，沿第一条路线它经延迟线RIT后直接被引导到该GaAsFETTR1的栅极，而沿第二条路线它被引导到提取调制包络的该包络检波器RIV-INV，随后由VIDEO-AMP适当地放大，并以一已知方式叠加于该电压+Vreg上以得到该信号VP。该信号VP由TR2在TR1的漏极和源极之间取回，并且在TR2导通时组成TR1的偏置电压VDS。总之，RF′in的总的幅度尖峰沿着两条不向的路线到达TR1，其中第一条通过包含在该射频信号中的尖峰，第二条通过包含在调制包络中的尖峰。
在去TR1的第一条路线上的延迟线RIT用以补偿第二条路线上存在的较大延迟，从而在该GaAsFET TR1输入端上的RF′in幅度尖峰和包含在由TR2复现的电压VP中的RF′in包络的对应幅度尖峰成同相。两条路线上的不同延迟主要是由于不同的路径长度造成的，但也计算了第二路线上由方框ACC-DIR，RIV-INV，VIDEO-AMP和TR2所引入的延迟。
方框VIDEO-AMP表示是可以线性地放大直流和交流信号的已知型式的任何放大器，其频率在该调制包络的主要频带内。实际中该包络信号的频带不会超过60MHz，不过使用一传递函数在相当宽的频带内，例如从0到200MHz，具有恒定幅度和线性相位的线性放大器作为VIDEO-AMP是有利的，其特点是有较小的输入/输出延迟从而可以用较短的延迟线RIT来补偿。
至此详细列举了在图1中的原始方框图已足以以充分方式叙述了为本发明要点的发明。在任何情况下本领域的技术人员都可以引入所有已知的通常可很好工作于这种电路的那些现有技术，诸如：电源线上的陷波滤波器，对于调制包络信号的耦合滤波器，微波信号的输入和输出滤波器，晶体管TR1和TR2的偏置网络等等。尤其是该晶体管TR2甚至可以是一FET，在此情况下需要改变该电压+Vreg使得该电压VP为供给该FET TR2的偏置电压VGS。
对于晶体管TR1过去采用Fujitsu GaAsFET FLM3742-25DA，当以标称电压VDS＝10V和标称电流IDS＝6.2A极化时，它可在3.7GHz到4.2GHz之间的整个频率范围内供出25W的功率。确定工作点的标称值一般是由器件制造厂商提供的，以使器件有最大的射频输出并保证器件有足够的可靠性。
本发明所基于的主要考虑源自实验观察，它表明GaAsFET TR1的扩散矩阵的参数S与低于标称值某一范围的工作点电压VDS和电流IDS略微有关。因而对于低的输入信号RF′in可以用大约一半的标称值电压VDS和大约40％的IDS来偏置该GaAsFET，对放大后的信号仅引入轻微的失真，但保留有可观的供给功率。在该例子情况下，当该GaAsFET TR1以VDS＝5V和IDS＝4A替代标称值10V和6.2A作偏置时，由所作的测试，其增益只改变了0.2dB而相位改变了2°。
以上的陈述同样适用于其他类型的器件，例如工作于低于微波频率的标准FET或双极型晶体管，这样就可以将本发明的该放大器的工作推广到不同的频率范围。
由以上对TR1工作点和对AMP工作的陈述，电压+VA可以设在7.5V而+VB设在14V。从ALIM-A取得的平均电流IDS＝4A是由TR1的偏置网络确定的，从ALIM-B吸收的平均电流对于一64-QAM信号来说约为0.5A，电感器L的值为50μH。
根据所提供的那些偏置值可以计算出优于采用单电源给出厂商指定的TR1标称偏置值的常规情况的功率节省。在该例子中，由电源吸收的总功率为(7.5×4)＋(14×0.5)＝37.5W，而在常规情况下吸收的功率不少于10×6.2＝62W，功率节省为62－37.5＝24.5W，其百分比为(24.5/62)×100＝39.5％。
分析该放大器AMP对变化信号的工作是有用的，首先对慢变化的输入信号，随后对快变化的信号。注意对慢变化的信号是用来处理幅度调制载波(QAM)的，这时该包络变化缓慢，因此该电感器L可认为是短路，而该二极管D是理想的。还必须假定该电源ALIM-B可为GaAsFET TR1提供标称电流6.2A。在此假设下，可以看到当该电压VP超过+VA时，TR2开始导通。在此情况下，由于TR2充当发射极跟随器，该电压VP取回到TR1的漏极，组成TR1的偏置电压VDS，它随该信号RF′in的调制包络变化。TR2的导通和该二极管D的阻断以及电源ALIM-A的隔绝是一致的，并在此情况下尖峰电流完全来自ALIM-B。由于VP是该电压+Vreg和由VIDEO-AMP放大的该信号RF′in的包络电压的总和，TR2导通的上限在电压+Vreg上。的确，假设该信号RF′in不存在，Vp＝+Reg，在此情况下，电压+Reg的最高值不应使TR2导通，因此该GaAsFET TR1的电流IDS完全来自电源ALIM-A。在实际中，在只涉及以上说明时+Vreg应从不超过约为+VA的值。然而，这个值是不适用的，因为当该信号RF′in存在时，对于该包络信号的非常低的电平，TR2将导通，于是无法鉴别该信号RF′in的低幅度和尖峰幅度电平去控制由电源ALIM-B的功率注入。必须对+Vreg设置一下限，这样为了上述的鉴别，使该晶体管TR2开始导通的VP的幅度对应于一预置的阈值。因而为该电压+Vreg提供图中未表明的控制装置。
再一次从头开始，即讨论慢变化包络信号，VIDEO-AMP的增益，必须使传递到TR2发射极的该电压VP在包络幅度尖峰上不超过厂商设定的TR1的VDS标称值10V。
现在分析该放大器AMP对于快变化输入信号的性能，在此情况下，该电感器L不能再认为是短路的，而该二极管不再认为是理想的。
对于64-QAM调制的信号RF′in，上述鉴别低幅度和尖峰幅度值的阈值在两个方向上很快地通过，因为尖峰的持续时间仍可非常短，例如20纳秒量级。这种情况对晶体管TR2不会造成特别的工作困难。不失真地放大带宽为200MHz或更宽的信号，因而可以响应如此短的幅度尖峰的廉价晶体管在现在是很容易得到的。可能的限制来自二极管D，在不采用电感器L时，它很难找到，而且价格昂贵。这种二极管必须能在此尖峰最小持续时间的极短时间内切换4A的电流。该电感器L具有50μH的值，它足以切断TR2提供的快速电流尖峰通向ALIM-A，不然的话它将跨过与该二极管D的结并联的寄生电容并由于ALIM-A电压较低而到达ALIM-A。这样，该二极管D可以较慢地达到阻断状态因而不再是一荷刻而昂贵的元件。该电感器L的作用要比一简单的阻塞电感器更复杂，实际上对快速供电电流尖峰来说它还起“飞轮”的作用，因为它由来自ALIM-A的吸收能量充电，而只要TR2还没有达到完全导通它就一直支持着提供尖峰电流，于是防止在两电源之间瞬间的切换，这在任何情况下是难以实现的。