放大器及使用它的高频功率放大器.pdf

本发明实现没有削波失真的宽带·高效率·低失真的放大器以及使用它的，适用于宽带无线通信系统的高效率·低失真的高频功率放大器。具备附加了放大来自端子(5)的输入信号的低频成分的低通滤波器(1)的DC/DC转换器(2)、附加了放大该输入信号输出放大后的高频成分的高通滤波器(4)的B级放大器(3)，并联连接DC/DC转换器(2)和B级放大器(3)，用输入信号的低频成分控制B级放大器(3)的电源电压。

1.  一种放大器，其特征在于包括：
对输入信号的低频成分进行放大的DC/DC转换器；
对上述输入信号进行放大，输出放大后的高频成分的B级放大器，其中
上述DC/DC转换器和上述B级放大器并联连接，根据上述低频成分控制上述B级放大器的电源电压。

2.  根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：
进行控制使得上述放大器的输出信号的低频成分和上述B级放大器的电源电压成为一定比。

3.  根据权利要求2所述的放大器，其特征在于：
上述一定比大致等于使用上述放大器的系统的峰值系数。

4.  根据权利要求2所述的放大器，其特征在于：
上述B级放大器的输入信号的低频成分相对于上述输入信号的高频成分衰减。

5.  根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：
上述DC/DC转换器输出相互不同的第1输出信号和第2输出信号，上述第1输出信号被提供给上述DC/DC转换器和上述B级放大器的并联连接输出端子，上述第2输出信号作为上述B级放大器的电源电压被提供给上述B级放大器。

6.  根据权利要求5所述的放大器，其特征在于：
上述DC/DC转换器包含：输出上述第1输出信号的第1S级调制器和输出上述第2输出信号的第2S级调制器。

7.  根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：
形成把上述放大器的输出信号反馈到输入信号一侧的负反馈循环。

8.  根据权利要求1所述的放大器，其特征在于还包括：
向上述放大器的输出信号附加偏移，补正偏移电压的电路。

9.  根据权利要求6所述的放大器，其特征在于包括：
把比上述第1S级放大器的电源电压高的电源电压提供给上述第2S级放大器的第2DC/DC转换器。

10.  根据权利要求6所述的放大器，其特征在于：
向上述第1和第2S级放大器付与经由低通滤波器的上述输入信号，上述低通滤波器的截止频率比为了设定上述第1和第2输出信号的电压值而使用的锯齿形信号频率还低。

11.  根据权利要求1所述的放大器，其特征在于：
上述放大器的构成包含：
由以下部分构成的振荡器：包含第1运算放大器和第1以及第2电阻元件的施密特电路、包含第2运算放大器和第3电阻元件和第1电容元件的积分电路、用来向上述第1运算放大器和上述第2运算放大器提供偏置电压的偏置端子；
包含第4电阻元件和第2电容元件的低通滤波器；
包含第3运算放大器、第1场效应晶体管和第1二极管的第1S级调制器；
包含第4运算放大器、第2场效应晶体管和第2二极管的第2S级调制器；
具有以下部分的B级放大器：包含第5运算放大器和第4以及第5电阻元件的前置放大器、包含第3以及第4场效应晶体管和第3以及第4二极管和第6以及第7电阻元件的后置放大器；
连接在上述B级放大器的输入上的第6运算放大器；
包含第7运算放大器、第5场效应晶体管、第5二极管、电感器和第3电容元件的升压型DC/DC转换器；
连接在上述升压型DC/DC转换器的输入上的第8运算放大器，其中
上述施密特电路的输出被连接在上述积分电路上，上述积分电路的输出被反馈到上述施密特电路，
构成为向上述偏置端子施加电源电压的大致1/2的偏置电压，
构成为上述低通滤波器的截止频率比上述振荡器的振荡频率低，
上述第3运算放大器是比较器，构成为比较来自上述振荡器的输入电压和来自上述低通滤波器的输入电压而使上述第1场效应晶体管进行开关动作，
上述前置放大器对来自上述第6运算放大器的输入信号进行非反转放大，上述后置放大器对非反转放大后的上述输入信号进行电流放大，
从上述第6以及第7电阻元件提供上述第3以及第4二极管的偏置电流，
上述第7运算放大器是比较器，构成为比较来自上述振荡器的输入电压和来自上述第8运算放大器的输入电压而使上述第5场效应晶体管进行开关动作，
上述第6运算放大器的输出信号被输入到上述低通滤波器，
向上述第3场效应晶体管的源电极提供上述第2S级调制器的输出信号，
上述B级放大器对上述第6运算放大器的输入信号的高频成分进行放大并输出，上述第1S级调制器对上述第6运算放大器的输入信号的低频成分进行放大并输出。

12.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
上述施密特电路的输出电压是由电源电压表示的正或者由接地电压表示的0中的任意一值，当上述施密特电路的输出电压是正的情况下，上述积分电路的输出电压以大致一定的斜率减少，
在上述积分电路的输出电压比上述施密特电路的阈值电压还小的情况下，上述施密特电路的输出电压是0，并且上述积分电路的输出电压以一定的斜率增加，
在上述积分电路的输出电压比上述施密特电路的阈值电压还大的情况下，上述施密特电路的输出电压是正，并且上述积分电路的输出电压以大致一定的斜率减少。

13.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
来自上述振荡器的输入电压是三角波，上述第1场效应晶体管以该三角波的周期进行开关动作，
来自上述低通滤波器的输入电压越低，在上述三角波的1个周期中来自上述振荡器的输入电压一方高的期间越长，上述第1场效应晶体管断开的期间越长，
来自上述低通滤波器的输入电压越高，在上述三角波的1个周期中来自上述振荡器的输入电压一方低的期间越长，上述第1场效应晶体管接通的期间越长。

14.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
向上述第1场效应晶体管的源电极施加电源电压，在上述第1场效应晶体管接通时上述第1S级调制器的输出上升到上述电源电压，在上述第1场效应晶体管断开时上述第1S级调制器的输出到被上述第1二极管限幅为止下降，
上述第1S级调制器的输出被平滑化，成为与来自上述低通滤波器的输入电压成比例的信号。

15.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
向上述第2场效应晶体管的源电极施加上述升压型DC/DC转换器的输出电压，在上述第2场效应晶体管接通时上述第2S级调制器的输出上升到上述升压型DC/DC转换器的输出电压，在上述第2场效应晶体管断开时上述第2S级调制器的输出到被上述第2二极管限幅为止下降，
上述第2S级调制器的输出被平滑化，成为与来自上述低通滤波器的输入电压成比例的信号。

16.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
在把上述升压型DC/DC转换器的升压比设置为j的情况下，对上述第2S级调制器的输出进行了平滑化的信号电平是对上述第1S级调制器的输出进行了平滑化的信号电平的j倍。

17.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
上述第3以及第4二极管是电平移位二极管，使信号电压移位与上述第3以及第4晶体管的阈值电压相当的量。

18.  根据权利要求11所述的放大器，其特征在于：
来自上述振荡器的输入电压是三角波，在该三角波的周期中上述第5场效应晶体管进行开关动作，
来自上述第8运算放大器的输入电压越高，在上述三角波的1个周期中来自上述振荡器的输入电压一方低的期间越长，上述第5场效应晶体管断开的期间越长，上述升压型DC/DC转换器的输出电压增加，
来自上述第8运算放大器的输入电压越低，在上述三角波的1个周期中来自上述振荡器的输入电压一方高的期间越长，上述第5场效应晶体管接通的期间越长，上述升压型DC/DC转换器的输出电压减少。

19.  一种高频功率放大器，其特征在于包括：
通过饱和动作对输入的高频信号进行放大的载波放大器；
对上述高频信号的包络线成分进行放大，把放大后的输出信号作为上述载波放大器的电源电压输出的包络线放大器，其中
上述包络线放大器包含：对上述高频信号的包络线成分的低频成分进行放大的DC/DC转换器；对上述高频信号的包络线成分进行放大，输出放大后的高频成分的B级放大器，
上述DC/DC转换器和上述B级放大器并联连接，根据上述低频成分控制上述B级放大器的电源电压。

20.  一种高频功率放大器，其特征在于包括：
通过饱和动作对输入的高频信号进行放大的载波放大器；
输入电源电压控制信号，生成该载波放大器的电源电压的电源电压调整电路，其中
上述电源电压调整电路包含：对上述电源电压控制信号的低频成分进行放大的DC/DC转换器；对上述电源电压控制信号进行放大，输出放大后的高频成分的B级放大器，
上述DC/DC转换器和上述B级放大器并联连接，根据上述低频成分控制上述B级放大器的电源电压。

放大器及使用它的高频功率放大器
技术领域
本发明涉及高频功率放大器，特别涉及适用于手机等无线设备的发送单元的适宜的高频功率放大器。
背景技术
近年来手机迅速普及，通信数据量增大。因此，引入了W-CDMA(宽带码分多路访问：Wideband code division multiple access)等大容量通信方式。
在手机终端的发送单元中使用的高频功率放大器在终端构成部件中消耗电力大，为了增加电池持续时间，重要的是其高效率化。另外，为了在W-CDMA等大容量通信方式中使用，除了高效率外还必须使其低失真化。
可是，在高频功率放大器中通常使用的AB级放大器中，不能同时实现高效率和低失真。AB级放大器在低输出时进行线性动作，因而虽然低失真但效率低，但在高输出时进行饱和动作因而虽然高效率但失真多。
作为实现高效率并且低失真的功率放大器，已知例如在专利文献1中揭示的EER(envelope elimination and restoration)型放大器。图11展示了被记载在该文献中的EER型放大器的一例。
被输入到输入端子107的高频信号通过电力分配器101被分配给包络线检测器102和延迟电路104。在包络线检测器102中，检测高频信号的包络线成分。此包络线成分在包络线放大器103中被放大，提供给载波放大器106的电源端子。另外，延迟电路104补偿包络线检测器102和包络线放大器103的延迟时间。延迟电路104的输出信号在限幅器105中被振幅限制，在载波放大器106中被放大。
高频信号的包络线成分在限幅器105中万一损失，则因为包络线成分被提供给载波放大器106的电源端子，所以损失的包络线成分在载波放大器106中被恢复。EER型放大器因为被设计成不根据输入电力而使载波放大器106始终进行饱和动作，所以低输出时、高输出时都是高效率的。作为饱和动作的缺点的失真问题通过载波放大器106恢复高频信号的包络线成分而被解决，在输出端子108中可以得到失真少的高功率的高频信号。
为了使EER型放大器整体高效率、低失真化，不仅是载波放大器106，包络线放大器103也需要高效率、低失真化。包络线信号虽然与高频信号的载波相比是低频信号，但在W-CDMA那样的宽频带系统中包络线成分频带宽，达数MHz。
另一方面，在包络线放大器103中经常使用的DC/DC转换器因为其频带高到100kHz左右，所以不能把DC/DC转换器直接用在W-CDMA那样的宽频带系统的包络线放大器103中。
图12展示了在专利文献1中揭示的包络线放大器103的例子。在此现有例子中，使用S级调制器21和B级放大器3的并联连接。输入到端子5的包络线信号通过低通滤波器1、高通滤波器31被分离成低频成分和高频成分。低频成分由S级调制器21放大，高频成分由B级放大器3放大。低频成分和高频成分在分别通过低通滤波器22、高通滤波器4后被合成，把高功率的包络线信号输出到输出端子6。
S级调制器21和低通滤波器22构成DC/DC转换器，虽然高效率但频带窄。另一方面，B级放大器3虽然是宽带但低效率。因而，通过并联连接S级调制器21和B级放大器3，实现整体的宽带·高效率化。
进而，在此现有例子中，为了提高B级放大器3的效率，附加由峰值检测器32和稳压器33组成的电源电路。此电源电路由峰值检测器32检测高频成分的峰值，通过用该峰值控制稳压器33，把B级放大器3的电源电压设置为最小限度，使B级放大器3高效率化。
[专利文献1]美国专利第6,084,468号说明书
上述包络线放大器103虽然是宽带、高效率，但用于放大频带宽的W-CDMA的包络线信号是不充分的。如以下说明的那样，当输入了达数MHz的包络线信号的情况下，由峰值检测器32和稳压器33组成的电源电路不能跟随高频成分的峰值变化，在B级放大器3中产生削波失真。
图13展示W-CDMA的包络线信号，图14展示其高频成分。高频成分虽然在微秒以下的间隔具有峰值，但其峰值不规则地增减。这种情况下，为了使现有例的电源电路正常动作，稳压器33需要在微秒以下的短时间响应。
从高效率的目的出发，虽然在稳压器33中使用DC/DC转换器是妥当的，但DC/DC转换器因为即使是高速的也具有10微秒左右的时间常数，所以在微秒以下的短时间内不能响应。其结果，电源电路输出以DC/DC转换器的时间常数被平滑化。
图14重叠展示了现有例的电源电路的输出电压。进而，现有例的B级放大器3因为需要正电源和负电源，所以展示了与之分别对应的电源电路输出电压。大的信号峰值超过了电源电路的输出电压。在实际的电路动作中因为B级放大器的输出电压不能超过电源电压，所以包络线放大器103在大的信号峰值下发生削波失真。
发明内容
本发明地目的在于实现没有削波失真的宽带、高效率、低失真的放大器以及使用它的可以适用于宽带无线通信系统中的高效率、低失真的高频功率放大器。
即，为了实现上述目的的本发明的放大器的特征在于包含：放大输入信号的低频成分的DC/DC转换器；放大该输入信号并输出放大后的高频成分的B级放大器，DC/DC转换器和B级放大器并联连接，根据上述低频成分控制该B级放大器的电源电压。
例如，当输入信号是包络线成分时，如以后详细叙述的那样，在本发明中利用包络线成分的上限值和该包络线成分的低频成分的比大致一定，其比在无线通信系统中是固有的常数这一点。因而这种情况下，在本发明中，用具有上限值和一定比的包络线成分的低频成分控制B级放大器的电源电压，本发明的上述放大器可以对包络线成分的上限值不引起削波地放大包络线成分。由此，可以实现宽带、高效率、低失真的放大器，实现可以适用于宽带无线通信系统的高效率、低失真的高频功率放大器。进而，特别理想的是进行控制使得B级放大器的电源电压和输入信号的低频成分保持一定比。进而，理想的是此一定比与使用该放大器的无线通信系统的峰值因数大致相等。
如果采用本发明，则可以在B级放大器中避免削波失真的发生，可以实现宽带、高效率、低失真的放大器。通过把该放大器作为向载波放大器提供电源电压的包络线放大器使用，可以在宽带的无线通信系统中实现适宜的高效率、低失真的高频功率放大器。
附图说明
图1是用于说明本发明的放大器的实施例1的构成图。
图2是用于说明W-CDMA包络线信号的平均值以及上限值的图。
图3是用于说明图1的包络线放大器的详细构成的构成图。
图4是用于说明本发明的实施例2的构成图。
图5是用于说明本发明的实施例3的构成图。
图6是展示载波放大器的电源电压和输出电压的关系的图。
图7是用于说明本发明的实施例4的构成图。
图8是用于说明本发明的实施例5的构成图。
图9是用于说明本发明的实施例6的构成图。
图10是用于说明本发明的实施例7的构成图。
图11是用于说明现有的高频功率放大器的构成图。
图12是用于说明使用图11的高频功率放大器的包络线放大器的构成图。
图13是用于说明W-CDMA包络线信号的图。
图14是用于说明W-CDMA包络线信号的高频成分的图。
图15是用于说明本发明的实施例3的详细电路例子的电路图。
具体实施方式
以下，参照图示的几个发明的实施例，进一步详细说明本发明的放大器以及使用它的高频功率放大器。进而，图1、图3～图5以及图7～图10中的同一符号表示同一或者类似物。
图1展示了本发明的放大器的实施例1。在图1中，1是除去输入到输入端子5的输入信号，即包络线成分的高频成分的低通滤波器，2是放大低通滤波器1的输出信号的DC/DC转换器，3是放大来自输入端子5的包络线成分的B级放大器，4是除去B级放大器3的低频成分的高通滤波器。DC/DC转换器2具有2个输出端子，一个连接在放大器的输出端子6上，另一个连接在B级放大器3的电源端子上。高通滤波器4的输出端子与输出端子6连接。
在本实施例中，放大低通滤波器1的输出信号的DC/DC转换器2产生电压增益的峰值因数倍数不同的2种输出信号。有关此峰值因数将在后面详细叙述。电压增益小的低电压输出被提供给输出端子6。电压增益大的高电压输出作为电源提供给B级放大器3。B级放大器3放大来自输入端子5的输入信号。B级放大器3的电压增益与DC/DC转换器2的低电压输出的电压增益相等。
本发明的放大器即包络线放大器和图12所示的现有例子相同，使用DC/DC转换器2和B级放大器3的并联连接，用DC/DC转换器2放大包络线信号的低频成分，并用B级放大器3放大高频成分，因而是宽带、高效率的。
但是，作为包络线放大器使用的本发明的放大器其B级放大器3的电源电压控制方法和图12所示的现有例子不同。在现有例子中，如上所述，由于使用包络线信号的高频成分峰值控制B级放大器3的电源电压，所以存在削波失真的问题。在本发明中，如以下说明的那样，通过使用包络线信号的低频成分控制B级放大器3的电源电压，不会产生削波失真，使B级放大器3高效率化。
在本发明中，利用包络线信号的上限值具有与包络线信号的平均值相关这一在宽带无线通信系统中特有的性质。如图13所示，包络线信号不规则增减。但是，其值并不会无限制地大，具有一定的上限值。此上限值和包络线信号的低频成分，即平均值具有比例关系。
在图2中除了包络线信号电压外，还同时展示了其平均值和上限值。通过(包络线信号电压的上限值)/(包络线信号电压的平均值)而付与的峰值因数在各个无线通信系统中是固有的常数，即使包络线信号的平均值变化，峰值因数也一定。同样，包络线信号的下限值也和包络线信号的平均值成比例，但特别在W-CDMA信号的情况下，比例系数是0。图2展示了这样的W-CDMA信号的情况。
如果设置B级放大器的电源电压Vbp、平均输出电压Vba、包络线放大器的最大输出电压Vop、平均输出电压Voa、最小输出电压Vom，则B级放大器不产生削波失真的条件如下。
Vbp-Vba≥Vop-Voa，Vba≥Voa-Vom……(1)
如果使用峰值因数Fp＝Vop/Voa，Fm＝Vom/Voa，则式(1)成为
Vbp-Vba≥(Fp-1)Voa，Vba≥(1-Fm)Voa……(2)
在本发明中，B级放大器的电源电压Vbp以及B级放大器的平均输出电压Vba被控制成与包络线放大器的平均输出电压Voa成比例。因而，如果假设控制系数Kbp＝Vbp/Voa，Kba＝Vba/Voa，则成为式(3)
Kbp-Kba≥Fp-1，Kba≥1-Fm……(3)
这是本发明的基本式。特别是当设置成控制系数Kba＝1或者Kbp＝1的情况下，成为式(4)、(5)
Kba＝1，Kbp≥Fp，Fm≥0……(4)
Kbp＝1，2-Fp≥Kba≥1-Fm，1≥Fp-Fm……(5)
在这些情况下因为控制简单，所以在实用上特别有用。
但是，式(4)的第3式始终成立，但并不限于式(5)的第3式始终成立，而式(5)的适用范围受到限制。如果式(3)或者式(4)、(5)成立，则可以抑制削波失真。不等式两边的差越大，则相对失真的界限越大但效率下降。不等式两边的差越小相对失真的界限越小但效率提高。
在本实施例中，把用途设置为W-CDMA终端。这种情况下，从上述的说明中可知，因为Fp-Fm＞1，所以不能适用式(5)。因而，使得满足式(4)那样地设定控制系数Kbp＝Fp，Kba＝1。即，控制成为：(a)B级放大器的电源电压Vbp成为包络线放大器的平均输出电压Voa的峰值因数倍，(b)B级放大器的平均输出电压Vba和包络线放大器的平均输出电压Voa相等。
在本实施例中，用低通滤波器1检测输入信号的低频成分，并用此低频成分控制DC/DC转换器2，生成与输入信号的低频成分成比例并且其比例系数是峰值因数倍不同的2个输出，把比例系数小的低电压输出提供给输出端子6，把比例系数大的高电压输出提供给B级放大器3，由此可以实现上述(a)的条件。进而，在本实施例中，因为使DC/DC转换器2的低电压输出的电压增益和B级放大器3的电压增益相等，所以通过把输入信号直接付与B级放大器，可以容易地实现上述(b)的条件。
在本实施例中，说明了使控制系数Kbp与峰值因数Fp相等的情况。但是在实际的设计中，不限于始终是Kbp＝Fp。对于失真容许度大的系统，也可以有意使Kbp＜Fb而进行更高效率的设计。另外，对于失真的容许度小的系统，还可以考虑制造安全系数等而有意识地设计成Kbp＞Fp。也可以利用本发明的动作原理进行这些设计，它们都包含在本发明的范畴中。
图3展示了本实施例的放大器的更详细的构成。包络线放大器由低通滤波器1、振荡器23、第1S级调制器24、第2S级调制器25、第1低通滤波器26、第2低通滤波器27、B级放大器3、高通滤波器4、输入端子5、输出端子6、第1电源端子7a、第2电源端子7b构成。振荡器23、第1S级调制器24、第2S级调制器25、第1低通滤波器26、第2低通滤波器27构成图1的DC/DC转换器2。
由低通滤波器1从输入信号抽出的低频成分被输入到第1S级调制器24和第2S级放大器25。另外，来自振荡器23的锯齿形信号被输入到第1S级调制器24和第2S级放大器25。第1S级调制器24从第1电源端子7a接收电源电压Vs1的供给，以低频成分和锯齿形信号产生脉冲宽度调制了的振幅Vs1的矩形波。此矩形波由第1低通滤波器26平滑化，提供给输出端子6。
第2S级调制器25从第2电源端子72接收电源电压Vs2的供给，产生经低频成分和锯齿形信号脉冲宽度调制后的振幅Vs2的矩形波。此矩形波用第2低通滤波器27平滑化，提供给B级放大器3的电源端子。另外，输入信号用B级放大器3放大，用高通滤波器4除去低频成分而提供给输出端子6。
在包络线放大器中，为了实现低失真、高效率动作，适宜地设定电源电压Vs1、Vs2。因为第1S级调制器24和第2S级调制器25的输入信号是共通的，所以2个输出矩形波只有振幅不同，用第1低通滤波器26、第2低通滤波器27平滑化而得到的2个输出电压始终具有一定的电压比。此电压比由原来的矩形波的振幅比，即S级调制器24、25的电源电压比确定。
因而，如果把第1S级调制器24和第2S级调制器25的电源电压Vs2/Vs1设定在想要放大的调制信号的峰值因数，则可以控制提供给B级放大器3的电源电压使得始终成为低频成分输出的峰值因数倍。另外，为了使采用第1S级调制器24和第1低通滤波器26的电压放大率和B级放大器3的电压放大率一致，只要保持着Vs2/Vs1的比，调整Vs1即可。如上所述，在包络线放大器中，可以实现本发明的低失真·高效率动作。
根据本实施例的动作原理，理想的是2个S级调制器24、25的特性一致。但是，因为只要输出电压波形一致即可，所以不需要用同一尺寸的部件构成2个S级调制器24、25，可以保持构成部件之间的相对关系的比例。但是，2个低通滤波器26、27也需要同时成比例。如果可以成比例，则当在2个S级调制器24、25中平均输出电流值不同的情况下，可以使平均输出电流值小的一侧小型化。
在本实施例中，因为使用动作状态一致的2个S级调制器24、25，所以用2个电源端子7a、7b的电压比这种单纯的方法，可以把B级放大器3的电源电压控制为最佳条件。即使对于温度等环境条件变化，因为2个S级调制器24、25的特性只限于在同一方向上变化，B级放大器3的动作状态被保持最佳，所以包络线放大器动作界限大并且稳定地动作。
以上，通过本实施例可以不产生削波失真地使B级放大器3高效率化，可以实现宽带、高效率、低失真的包络线放大器即放大器。本实施例的包络线放大器实现频带100MHz、效率85％，即使在W-CDMA的包络线信号放大时也不产生削波失真。
图4展示了本发明的放大器的实施例2。本实施例从图3的构成中除去第2电源端子7b，在第1电源端子7a(以下，假设为电源端子7)和第2S级调制器25之间添加了包含升压型DC/DC转换器41、运算放大器42、电阻元件R1、R2、R3、R4以及峰值因数设定端子43的Vs2调整电路。
升压型DC/DC转换器41的电源端子连接在包络线放大器的电源端子7上，输出端子连接在第2S级调制器25的电源端子上。运算放大器42的非反转输入端子在经由电阻R1连接在包络线放大器的电源端子7上的同时，经由电阻R2连接在峰值因数设定端子43上。
反转输入端子在经由电阻R3连接在升压型DC/DC转换器41的输出端子上的同时，经由电阻R4连接在接地上。运算放大器42的输出端子连接在升压型DC/DC转换器41的控制端子上。
通过把电阻值设置为R1＝R2＝R3＝R4，构成加法电路，对于包络线放大器的电源端子7的电压Vs1、峰值因数设定端子43的电压Vpf、升压型DC/DC转换器41的输出电压Vs2，成为Vs2＝Vs1+Vpf。因而，如果向峰值因数设定端子43上施加Vs2和Vs1的差，则可以把Vs2控制在所希望的值。
在本实施例中，通过使用升压型DC/DC转换器41，包络线放大器所需要的电源电压只是Vs1，与接收Vs1、Vs2这2种电源供给的图3的实施例相比，具有使用包络线放大器时的外部电路可以简化的优点。作为本实施例的代替方案，还可以考虑从外部接收Vs2的电源供给，用升压型DC/DC转换器产生Vs1的方法。
但是，在如便携设备那样的强烈需要低电压的用途中，接收更低电压的Vs1的电源供给的本实施例一方有利。另外，在本实施例中，设置可以从外部控制升压型DC/DC转换器41的输出电压的峰值因数设定端子43。因为峰值因数根据适用系统而其值不同，所以通过设置设定端子43，可以使单一种类适用于多个系统，提高高频功率放大器的通用性。
图5展示了采用本发明的放大器的实施例3。本实施例的构成是在图4的构成中增加了使用运算放大器51、电阻元件R5、R6、R7、R8的负反馈电路和偏移调整端子52。形成通过此负反馈电路把输出端子6的输出信号反馈到输入信号一侧的负反馈循环。
运算放大器51的非反转输入端子在经由电阻R5连接在包络线放大器的输入端子5上的同时，经由电阻R6连接到偏移设定端子52，进而，经由电阻R7与接地连接，经由电阻R8与包络线放大器的输出端子6连接。电阻值假设为R5＝R7，R6＝R8，R6/R5＝K。
它是加权加法电路，对于包络线放大器的输入端子5的电压Vin、偏移设定端子52的电压Vos，变为包络线放大器的输出端子6的电压Vout＝K×Vin+Vos。在此使用加权加法电路的原因是为了进行以下所述的补正。
在把包络线放大器和载波放大器组合而构成EER型放大器时，需要考虑载波放大器的控制特性。饱和动作的载波放大器的电源电压Vsup和输出电压Pout的关系如图6所示。这是使用HBT(Heterojunction bipolar transistor)的载波放大器的例子。Pout因为和Vsup的平方大致成比例，所以通过在纵轴上使用Pout的平方根得到线性关系。但是，把线性关系外插到Pout＝0的点的Vsup不是0，是某个正电压(偏移电压)。
为了线性良好地电源调制载波放大器，需要修正此偏移电压。如果在包络线信号上预先加算偏移电压相当量后，施加到载波放大器的电源端子上，则载波放大器的偏移电压被抵消，可以进行线性好的电源调制。在本实施例的包络线放大器中，使用加权加法电路实现修正此偏移电压的功能，修正电压可以从外部任意设定。
另外，在本实施例的放大器即包络线放大器中，通过负反馈电路的效果改善增益的频率依赖性。本实施例的包络线放大器因为通过不同线路放大低频成分和高频成分，所以如果考虑部件的制造离散等，则在使各线路的增益正确地一致方面存在困难。在本实施例中通过负反馈电路解决此问题。因为运算放大器51具有充分的增益，所以反馈电路的增益实际上由与运算放大器51连接的电阻值确定，不依赖于放大线路而大致一致。
图15展示了本实施例的放大器的详细电路的例子。作为振荡器23使用由施密特电路157和积分电路158组成的众所周知的三角波振荡器。运算放大器151、电阻元件R9、R10是施密特电路。运算放大器152、电阻元件R11、电容元件C2是积分电路。施密特电路157的输出与积分电路158连接，积分电路158的输出经由电阻元件R9反馈到施密特电路157。在用于向运算放大器151、152提供偏置电压的偏置端子156上施加电源电压的约1/2的偏置电压。
施密特电路157的输出电压取正(电源电压)或者0(接地电压)之一的值。当施密特电路157的输出电压是正的情况下，积分电路158的输出电压以一定斜率减少。如果积分电路158的输出电压比施密特电路157的阈值电压小，则施密特电路157的输出电压变为0，积分电路158的输出电压以一定斜率增加。如果积分电路158的输出电压比施密特电路157的阈值电压大，则施密特电路157的输出电压返回正，积分电路158的输出电压再次以一定斜率减少。通过此动作的重复，可以在积分电路158的输出上得到三角波。此三角波振荡器的振荡频率是fo＝(R10/R9)/(4×C2×R11)。在本实施例中，R9＝8.2kΩ，R10＝10kΩ，R11＝300Ω，C2＝1000pF，振荡频率fo是约1MHz。
在低通滤波器1中使用由电阻元件R12和电容元件C3组成的RC滤波器。如果低通滤波器1的输出电压具有比振荡器23的振荡频率fo高的频率成分，则在S级调制器24、25的输出电平切换时因为引起振荡，所以为了避免振荡，把低通滤波器1的偏移频率fc设定得比振荡器23的振荡频率fo低。在本实施例中，R12＝1.5kΩ，C3＝1nF，截止频率fc是约100kHz。
S级调制器24由运算放大器153、晶体管T2、二极管D2构成。晶体管T2是p-MOSFET。电感器L2相当于低通滤波器26。在本实施例中，L2＝7.5μH。
运算放大器153是比较器，比较来自振荡器23的输入电压和来自低通滤波器1的输入电压，使晶体管T2通断。来自振荡器23的输入电压是三角波，以此周期晶体管T2通断。来自低通滤波器1的输入电压越低，在1周期中来自振荡器23的输入电压一方高的期间越长，晶体管T2的断开时间越长。反之，来自低通滤波器1的输入电压越高，晶体管T2导通的时间越长。这样在来自低通滤波器1的输入电压下调制晶体管T2的导通期间。因为晶体管T2的源极与电源端子7连接，所以S级调制器24的输出在晶体管T2导通时上升到电源电压。在晶体管T2断开时，S级调制器24的输出在被二极管D2限幅前下降。S级调制器24的输出由低通滤波器26平滑化，成为与来自低通滤波器1的输入电压成比例的信号。即，B级放大器3的输出在低通滤波器1、26中被除去高频成分，把低频成分提供给输出端子6。
S级调制器25由运算放大器154、晶体管T3、二极管D3构成。晶体管T3是p-MOSFET。另外，低通滤波器27由电感器L3和电容元件C4构成。在本实施例中L3＝7.5μh，C4＝300nF。
S级调制器25的动作和S级调制器24一样，输出电压不同。因为晶体管T3的源电极与升压型DC/DC转换器41的输出连接，所以在晶体管T3导通时，S级调制器25的输出升压到升压型DC/DC转换器41的输出电压。S级调制器25的输出由低通滤波器27平滑化，成为与来自低通滤波器1的输入电压成比例的信号。如果把DC/DC转换器41的升压比设置为j，则平滑化S级调制器25的输出的信号成为平滑化S极调制器24的输出的信号的j倍。
B级放大器3用由运算放大器155、电阻元件R13、R14组成的前置放大器、由晶体管T4、T5、二极管D4、D5、电阻元件R15、R16组成的后置放大器的2段组成。后置放大器是推挽电路，晶体管T4是n-MOSFET，T5是p-MOSFET。电容元件C5相当于高通滤波器4。在本实施例中C5＝3nF。
来自运算放大器51的输入信号在前置放大器中被非反转放大，在后置放大器中被电流放大。二极管D4、D5是电平移位二极管，使信号电压偏移晶体管T4、T5的阈值电压相当量，防止晶体管T4、T5的交叉失真。从电阻元件R15、R16提供二极管D4、D5的偏置电流。B级放大器3的输出在高频滤波器4中被除去直流成分以及低频成分，把高频成分提供给输出端子6。
升压型DC/DC转换器41由运算放大器150、晶体管T1、二极管D1、电感L1、电容元件C1构成。晶体管T1是n-MOSFET。
运算放大器150是比较器，比较来自振荡器23的输入电压和来自运算放大器42的输入电压，使晶体管T1通断。来自振荡器23的输入电压是三角波，在其周期中晶体管T1通断。来自运算放大器42的输入电压越高，在1周期中来自振荡器23的输入电压一方低的期间越长，晶体管T1断开的期间越长。在晶体管T1断开时，漏极电压上升，二极管D1处于非导通状态。在晶体管T1导通时漏电压下降，二极管D1处于非导通状态。在导通状态时通过流过二极管D1的电流充电电容元件C1。晶体管T1的断开期间越长，电容元件C1被充电的期间也越长，DC/DC转换器41的输出电压增加。因而，来自运算放大器42的输入电压电平越高，DC/DC转换器41的输出电压越增加。DC/DC转换器41的输出被提供给S级转换器25。
图7展示了本实施例的放大器的实施例4。本实施例是在图1的包络线放大器的输入端子5和B级放大器3之间增加低频衰减器60。本实施例的低频衰减器60对于包络线信号的低频成分具有某一衰减比，对于高频成分几乎不具有衰减。
本实施例的放大器即包络线放大器通过增加低频衰减器60，可以更灵活地设定B级放大器3的动作状态。设DC/DC转换器2的第1输出的电压增益G1、第2输出的电压增益G2、B级放大器3的增益GB、低频衰减器60的衰减比LA。如果假设GB＝G1，则成为控制系数Kbp＝G2/G1，Kba＝LA。这样，通过使用低频衰减器60，可以各自设定控制系数Kbp和Kba。
在本实施例中，为了满足式(3)，假设为控制系数Kbp-Kba＝Fp-1，Kba＝1-Fm。这相当于G2/G1＝Fp-Fm，LA＝1-Fm，控制成为：(a)把DC/DC转换器2的输出电压比设定为Fp-Fm，(b)把低频衰减器60的衰减比设定为1-Fm，使得向系统的峰值因数Fp、Fm付与最佳值。
进而，在本实施例中说明了式(3)的等号成立的情况，但实际上不限于设计成等号正好相等，这和已说明的图1的情况一样。
本实施例的包络线放大器可以适用于Fm＞0的PDC(个人数字蜂窝：Personal Digital Cellular)等系统。当适用于PDC等的情况下，相对于图1的实施例的Vbp＝Fp×Voa，在本实施例中可以设置为Vbp＝(Fp-Fm)×Voa，可以降低B级放大器3的电源电压，可以更高效率化。
图8展示了本发明的放大器的实施例5。本实施例从图3的构成中除去第2S级调制器25、第2电源端子7b，增加可变衰减器61、低通滤波器62、高通滤波器63、峰值因数设定端子64、运算放大器51、偏移设定端子52、电阻R5、R6、R7、R8。
振荡器23、S级调制器24、第1低通滤波器26、第2低通滤波器27构成图7的DC/DC转换器2。可变衰减器61、低通滤波器62、高通滤波器63、峰值因数设定端子64构成图7的低频衰减器60。
由低通滤波器1从输入信号抽出的低频成分和来自振荡器23的锯齿波信号被输入到S级调制器24。S级调制器24从电源端子7接收电源电压Vs1的供给，产生经脉冲幅度调制的振幅Vs1的矩形波。
此矩形波分别由第1低通滤波器26平滑化提供给输出端子6，由第2低通滤波器27平滑化后提供给B级放大器3的电源端子。另外，输入信号的高频成分经由高通滤波器63被输入B级放大器3。低频成分由被峰值因数设定端子64控制的可变衰减器61衰减后，经由低通滤波器62被输入到B级放大器3。
这些成分在由B级放大器3放大后，由高通滤波器4除去低频成分提供给输出端子6。进而，运算放大器51、偏移设定端子52、电阻R5、R6、R7、R8构成和图5的实施例一样的负反馈电路，其效果也和实施例5一样。
本实施例具有适用于峰值因数Fp-Fm≤1的系统的包络线放大器。这种情况下，可以利用式(5)，只要设置成Kbp＝1，2-Fp≥Kba≥1-Fm即可。即，只要(a)控制B级放大器3的电源电压Vbp使得和包络线放大器的平均输出电压Voa相等，(b)控制可变衰减器61的衰减比Lv在2-Fp≥Lv≥1-Fm的范围内即可。
在本实施例中，采用从同一S级调制器24提供包络线放大器的低频输出和B级放大器3的电源的方法，可以容易地实现(a)的条件。另外，在本实施例中，假设衰减比Lv＝0.5。由此，可以不产生削波失真地放大峰值因数Fp≤1.5，Fm≥0.5的系统的包络线信号。
在本实施例中，通过使用本发明的式(5)的条件，可以大幅度简化DC/DC转换器2的构成。另外，本实施例的低频衰减器60可以用峰值因数设定端子64从外部设定，提高包络线放大器的通用性。当批量生产单一产品等情况下，当不需要外部设定的情况下，低频衰减器60的构成可以简化。
图9展示了采用高频功率放大器的本发明的实施例6。本实施例是适用于W-CDMA终端发送单元的EER型放大器。本实施例的EER型放大器由包络线检测器102、前置放大器110、包络线放大器203、电力分配器101、延迟电路104、载波放大器106、高频输入端子107、高频输出端子108以及电源端子111构成。包络线放大器203使用图5所示的放大器。载波放大器106是通过饱和动作进行放大的放大器。
来自高频输入端子107的高频输入信号由电力分配器101分配，一方被输入包络线检测器102。用包络线检测器102检测出的包络线信号在用前置放大器110放大后，被输入到包络线放大器203。包络线放大器203的电源电压是3.5V。与载波放大器106的电源电压-输出电力特性一致，作为包络线放大器203的偏移设定电压113施加0.3V。
另外，与W-CDMA的信号波形一致地作为包络线放大器203的峰值因数设定电压112施加1.3V。包络线放大器103的输出被提供给载波放大器106的电源端子。
由电力分配器101分配的另一信号被输入延迟电路104。此延迟电路104补偿包络线信号线路的延迟。延迟电路104的输出由载波放大器106放大。载波放大器106进行饱和动作，27dBm输出时的功率附加效率是70％。载波放大器106的输出功率通过包络线放大器203的输出进行电源调制，在输出端子108上得到恢复了包络线成分的高频输出信号。
本实施例的EER型放大器通过使用了本发明的包络线放大器203的效果，可以高效率、低失真地放大W-CDMA信号，可以实现功率附加效率60％、相邻信道泄露功率-42dBc的良好特性。
图10展示了把本发明的放大器作为电源电压调整电路使用的高频功率放大器的实施例7。本实施例是GSM(全球移动通信：Globalsystem Mobile Communiction)终端发送单元用的高频功率放大器。高频功率放大器由译码器114、电源电压调整电路114、可变增益放大器116、载波放大器106、高频输入端子107、高频输出端子108、电源端子111以及输出电力控制端子117构成。在本实施例中，把图5的包络线放大器作为电源电压调整电路115使用。
从输出功率控制端子117输入的功率控制信号在译码器114中被转换，生成增益控制信号和电源电压控制信号。增益控制信号被输入到可变增益放大器116的控制端子。另外，电源电压控制信号被输入到电源电压调整电路115的输入端子。向电源电压调整电路115提供3.5V的电源。和载波放大器106的电源电压-输出电力特性一致地向电源调整电路115施加0.3V的偏移设定电压113。
因为GSM方式的功率控制信号不包含W-CDMA信号那样的高速调制成分，所以理论上的峰值因数是1，但为了确保B级放大器的动作余量，施加0.9V的峰值因数设定电压112。从高频输入端子107输入的高频信号功率是-3dBm的一定值，通过从译码器114接收增益控制信号的可变增益放大器116放大为需要的电力。
可变增益放大器116的输出被输入到载波放大器106。载波放大器106是饱和动作，输出功率被电源电压调整电路115控制。
载波放大器106进行饱和动作，其输出电压不依赖于来自可变增益放大器116的输入电力，不需要严格控制可变增益放大器116的增益。因而，假设载波放大器106的增益是24dB为一定，可变增益放大器116的增益被控制为根据需要的输出电力计算出的值。
在本实施例中，在动作频率900MHz、输出功率33dBm下，可以实现功率增益36dB、功率附加效率60％的GSM用功率放大器。采用使用电源电压控制输出功率的方法，可以以大致正确的平方特性控制高频输出功率，与使用偏置电压控制输出功率的一般方法相比，可以改善输出功率的控制性。
因为GSM是分时方式所以电力控制信号为阶跃波形，阶跃上升沿时间要求在数微秒以内。因而，如果在电源电压调整电路115中使用通常的DC/DC转换器，则在响应速度上存在难点。另外，如果在电源电压调整电路115上使用串形稳压器，则由于稳压器的电压下降引起的损失而效率下降。
本实施例在包络线放大器中可以得到上述那样的高速性，由此可以实现2微秒以下的上升沿时间。另外，本实施例的高频功率放大器反映了本发明的包络线放大器的高效率，可以得到60％的高效率。