卫星定位方法的改进本发明涉及改进的卫星定位方法，并且特别涉及确定卫星和接收器之间的
距离的改进的方法。卫星定位系统(诸如，GNSS)用于精确地确定地球上的接
收器的位置。这要求精确知道卫星和接收器之间的距离。为了计算该距离，要
求信号从卫星行进到接收器花费的准确时间。这是通过在信号中包括该信号离
开卫星的准确时间的指示而实现的。然后，通过确定信号到达接收器的准确时
间，可以计算信号从卫星行进到接收器花费的时间。
对于接收器而言，为了确定信号的到达时间，接收器必须首先捕获信号。
为此，信号可以包含被称为测距码的一段代码。测距码是接收器所知的。接收
器对信号执行处理操作以试图识别测距码。一旦测距码被识别，接收器将“锁
定”信号并读取信号中包含的其他信息。第一次锁定信号被称为“截获”。一旦
截获已经被实现，接收器与卫星保持联系是所期望的。由于卫星和接收器之间
的相对运动，卫星和接收器的间隔不断地改变，并且需要被确定。保持锁定信
号的过程被称为跟踪。
在已知系统中，在接收器天线处的低信噪比意味着，为了识别测距码，通
常必需对信号执行相关运算。这涉及在一时间段内，通常在恒定时间间隔处，
重复测量信号的幅度。将在特定时间所测量的幅度乘以已知测距码在相应时间
的幅度。然后对这些乘法运算的结果求和。然后，过程被重复多次。每次重复
过程，采样操作相对于先前采样操作稍微延迟。当以上指出的幅度总和变得非
常大时，已经找到输入信号和相关参考数据之间的良好匹配。然后测量相关器
应用的时延。用这种方法，可以获得信号到达接收器的时间的粗略估计。然而，
期望提供到达时间的更精确确定，使得卫星和接收器的间隔可以被更精确确定。
这在跟踪阶段期间尤其重要。
GNSS卫星传输的一种类型的信号被称为二进制相移键控(BPSK)。在
BPSK信号中，测距码信息作为矩形脉冲(码片(chip))序列被调制到信号上。
本发明意在接收GNSS卫星传输的被称为二进制偏移载波(BOC)的另一种类
型的信号。在BOC信号中，包含测距码信息的BPSK信号在被调制到信号上之
前首先乘以频率高于BPSK码片速率的副载波波形。副载波波形是其频率是副
载波频率的方波。
一个已知的锁定BOC卫星信号的方式是通过将接收到的BOC信号输入到
相关器中并使用BOC信号自身(接收器所知)作为相关参考信号。使用此方法，
相关器输出随时间的变化具有一系列逐渐增加高度的窄峰的形式，直至达到最
大峰，后面是一系列逐渐减小高度的窄峰。此方法具有以下缺点：以可靠地识
别最大峰的足够小的时间步长执行采样操作是代价高的。
锁定信号的可替换方式是，仅执行对BOC信号的分量的相关，该BOC信
号的分量处于其中其能量集中的两个频带中的一个或另一个频带，被称为“边
带”。上边带频率中心在频率上从整个BOC信号中心移置等于原始副载波信号
频率的量。下边带中心在频率上从整个BOC信号中心移置等于负的原始副载波
信号频率的量。提取BOC信号的仅上边带可以用数字下变频器(DDC)来实现。
这导致用于输入到相关器的类似于BPSK信号的信号，并且测距码的BPSK形
式被用作相关器参考信号。使用此方法(其被称为“单边带”方法)，相关器输
出具有与其针对BPSK信号具有的相同的形式；其线性增加至峰值然后线性减
小。相关输出的准确峰值的时间更难以使用此方法来精确估计。结果，使用此
方法可获得的信号到达时间的估计是相当粗略的。
其他已知方法包括修改输入信号和处理所得到的经修改信号以试图提取关
于输入信号和修改信号之间的时延的信息，并从而获得改进的到达时间估计。
这样的方法是复杂的而且要求相对大的处理功率，并且因此是昂贵的。
现在已设计出用于精确确定信号的到达时间的可替换方法。
根据本发明的第一方面，提供了一种确定输入卫星信号到达接收器的时间
的方法，该方法包括：接收输入信号；将输入信号乘以第一实值周期修改信号
以产生第一修改输出；使第一修改输出相关以获得第一相关输出；将输入信号
乘以第二实值周期修改信号以产生第二修改输出；使第二修改输出相关以产生
第二相关输出；以及比较第一相关输出和第二相关输出。
该方法是有利的，因为比较第一和第二相关输出使得能够使用比已知方法
花费更少的处理功率而获得信号到达时间的精确估计。特别地，乘以实值信号
相比于乘以复值信号不那么复杂和代价不那么高。
比较第一和第二相关输出的步骤可包括计算第一和第二相关输出的比率，
并且可包括计算与第一和第二相关输出的比率成比例的角度的反正切。
将输入信号的第一部分乘以第一实值周期修改信号的步骤和/或将输入信
号的第二部分乘以第二实值周期修改信号的步骤包括将比特流分别应用到输入
信号的第一和/或第二部分。比特流可包括多个比特，每一比特具有+1或-1的值。
这样的好处是方法可以使用简单装置来执行并且仅要求低的处理功率。
第一和/或第二相关输出可分别随输入信号与第一和/或第二修改信号之间
的时延正弦变化。输入信号可包含标识符信号。使第一和第二修改输出相关的
步骤可包括使用具有与标识符信号相同的形式的相关参考信号。标识符信号可
包括测距码。输入信号可包括用标识符信号调制的副载波信号。副载波信号可
以是周期性的，并且可具有比标识符信号更高的频率。副载波信号通常可以具
有方波的形式。标识符信号可包括BPSK信号。输入信号可以是BOC信号。接
收到的输入信号可以在乘以第一和第二实值周期相乘信号之前被解调。
第一实值修改信号可具有与第二实值修改信号的已知关系。第一实值修改
信号在形式上可类似于第二实值修改信号。第一和第二修改信号之间可存在预
先确定的时延。第一修改信号可以是正弦相位的。第二修改信号可以是余弦相
位的。第一和/或第二修改信号可具有与输入信号的分量信号类似或基本上相等
的频率。输入信号的分量可以是副载波信号。
第一和第二周期修改信号可以是实值二进制(二值的)或三进制(三值的)
信号。这可使乘法运算得以在产生低功率消耗的情况下简单实现。本发明的另
外优点在于，在相关运算期间，没有必要精确识别相关的峰值的时延。位于远
离峰的第一和第二相关器输出的值具有对输入信号相对于修改信号的到达时间
的相同相对依赖性；例如，第一和第二相关器输出之间的比率如其在峰处那样
基本上相同远离峰。
可将输入信号基本上同时地乘以第一修改信号和第二修改信号。可基本上
同时地执行使第一修改输出相关和使第二修改输出相关的步骤。
本方法可供GNSS卫星定位系统之用。
根据本发明的另一方面，提供一种用于确定信号到达接收器的时间的装置，
用于接收输入信号的接收器，用于将输入信号乘以第一实值周期信号的第一乘
法器，被布置成使第一乘法器输出相关的第一相关器，用于将输入信号乘以第
二实值周期信号的第二乘法器，被布置成使第二乘法器输出相关的第二相关器，
和用于比较第一和第二相关器各自输出的构件。
装置可适配于执行本发明第一方面的方法。第一和第二乘法器可适配成使
得第一和/或第二实值周期信号是二进制(二值的)或三进制(三值的)信号。
第一和第二乘法器可位于同一单元中。
第一乘法器可适配成使得第一实值周期信号是余弦相位的。第二乘法器可
适配成使得第二周期信号是正弦相位的。用于比较相关器输出的构件可适配成
产生指示输入信号和实值周期信号之间时延的输出。
装置可被布置成使得，在使用中，从解调器输出的信号被应用到第一和第
二乘法器的输入。第一和/或第二相关器可使用BPSK信号作为相关器参考信号。
用于比较的构件可包括被布置成适配于计算第一和第二相关器输出的比率的计
算器。计算器可适配成计算与第一和第二相关器输出的比率成比例的角度的反
正切。
现在将仅用于说明而参考附图来详细描述本发明的当前优选的实施例，在
附图中：
图1是典型BOC信号及其组成信号的绘图；
图2是本发明的装置的示意图；
图3示出根据本发明的装置所执行的方法步骤的流程图；
图4是针对典型BPSK信号的相关幅度与时间偏移的绘图；
图5是针对已乘以余弦和正弦相位周期信号的输入信号的相关幅度与时间
偏移的绘图；
图6示出具有输入信号和应用的周期信号之间的不同时延的图5的绘图；
图7示出相关幅度如何随输入BOC信号和应用的周期信号之间的时延变化
的示意绘图。
图8-10示出在BOC信号和周期函数之间的三个不同时延下的BOC信号和
周期函数相乘的结果。
本发明涉及对GNSS卫星定位系统的改进。如以上指出的，诸如GNSS的
系统要求精确确定地球上的接收器的位置。为了实现这一点，必须精确确定卫
星信号到达接收器的时间。卫星发送的信号包含包括来自卫星的信号的传输时
间的信息。由卫星传输的一些信号是其中信息被BPSK调制到矩形脉冲(码片)
序列上的BPSK信号。所得到的BPSK信号包括重复模式的码片。重复模式的
一部分是接收器所知的。码片的每个模式的该已知部分被接收器用于识别和跟
踪信号。
卫星传输的其他信号是BOC信号，其中在传输之前将BPSK信号乘以“副
载波”信号。在“BOC调制”中，副载波信号基本上是频率高于BPSK码片速
率的方波。该乘法运算导致BOC信号。BOC信号用于调制射频载波信号。该
RF信号由卫星传输。图1示出典型的BOC信号3及其组成信号：副载波1和
BPSK信号2。
如以上指出的，BPSK信号包括码片。每个码片具有值+1或-1。考虑由图
1的下部迹线代表的BOC信号。该BOC信号具有3个部分。第一部分是由BPSK
码片以值-1调制的副载波信号。之后是由BPSK码片以值+1调制的副载波信号
的第二部分。之后是由BPSK码片以值-1调制的副载波信号的第二部分。
在图2中示意示出接收器。通常示出为4的接收器通过天线5接收RF载
波信号。然后由解调器6执行解调操作，这导致类似于初始传输的BOC信号(其
应在前文中被称为“BOC信号”)的信号。乘法器8将信号7乘以具有与副载
波信号的频率相同或类似频率的实值余弦相位周期函数，以产生第一输出信号。
该输出信号应在这里被称为余弦输出。同时地，乘法器9将信号7乘以具有与
副载波信号的频率相同或类似频率的实值正弦相位周期函数，以产生第二输出
信号。该输出信号应在这里被称为正弦输出。余弦和正弦输出中的每个的随时
间的变化取决于BOC信号和实值余弦相位和正弦相位周期函数之间的时延，
即，周期函数的峰值和谷值的时间位置相对于BOC信号的峰值和谷值的时间位
置。余弦输出被应用于第一相关器10。同时地，正弦输出被应用于第二相关器
11。
第一和第二相关器10、11是常规相关器，即它们的目的是找到信号的已知
部分的时间位置，尽管可能存在低的信噪比的事实。第一和第二相关器10、11
中的每个使用原始的BPSK信号作为参考信号。第一和第二相关器10、11中的
每个在重复码片模式中的一个期间测量输入信号在时间间隔处的幅度。将每个
测量幅度乘以与输入信号相比较的参考信号的对应时间间隔处的幅度。然后对
相乘的结果求和。和的大小给出了输入信号与参考信号匹配得多紧密的指示。
该测量和求和的过程可在重复码片模式的随后一个上重复进行，其中测量是在
与在其处做出先前组的测量的对应时间点偏移的时间点处做出的。用这种方法，
相关过程沿着重复码片模式搜索已知部分。
如果在特定时间偏移处的总和是比先前时间偏移处的总和更大的值，则过
程移动得更接近于已知部分。重复相关过程将产生针对求和的逐渐变大的值，
直至达到针对求和的峰值。达到峰值意味着在最接近已知部分的时间偏移处执
行求和。在仍更大的时间偏移处执行相关将产生针对求和的更低值，因为过程
“移动通过”已知部分。例如，在相关器中使用相同的信号作为参考信号使BPSK
信号相关根据时延给出在相关输出中的“三角”形状峰，诸如在图4中示出的
形状峰。
如以上指出的，在本发明中，将BOC信号乘以实值周期信号。考虑图8，
其示出三个迹线。上部迹线代表实值周期信号。中间迹线代表图1的输入BOC
信号，即乘以BPSK信号的原始副载波信号。为了清楚起见，在图8中以叠加
在BOC信号上的虚线示出生成BOC信号的BPSK信号。BOC信号具有三个不
同的部分。近似在t＝0和t＝1之间的第一部分由副载波信号乘以具有+1的值的
BPSK信号的部分产生。近似在t＝1和t＝2之间的第二部分由副载波信号乘以具
有-1的值的BPSK信号的部分产生。近似在t＝2和t＝3之间的第三部分由副载波
信号乘以具有+1的值的BPSK信号的部分产生。下部迹线示出了周期信号(上
部迹线)和输入BOC信号(中间迹线)之间相乘的结果。
周期信号和BOC信号之间的时延使得BOC信号的第一和第三部分的峰值
在时间上近似与周期信号的峰值对齐。而且，BOC信号的第二部分的峰值在时
间上近似与周期信号的谷值对齐。这意味着将BOC信号乘以周期信号产生了图
8的下部迹线。该下部迹线在形式上类似于BPSK信号(叠加在中间迹线之上的
虚线)。由于相关器使用BPSK信号作为参考信号，所以传递下部迹线通过相关
器产生大的正结果。
图9和图10示出与图8相同的3个迹线，然而，图9和图10中的周期信
号和输入BOC信号之间的时延不同于图8并且彼此不同。在图9中，时延使得
BOC信号的第一和第三部分的峰值在时间上近似与周期信号的谷值对齐。而且，
BOC信号的第二部分的峰值在时间上近似与周期信号的峰值对齐。这意味着将
BOC信号乘以周期信号产生了图9的下部迹线。该下部迹线具有近似与BPSK
信号(叠加在中间迹线之上的虚线)相反的形式。由于相关器使用BPSK信号
作为参考信号，所以传递下部迹线通过相关器产生大的负结果。
在图10中，周期信号和BOC信号之间的时延使得BOC信号的第一和第
三部分的峰值在时间上稍微偏移于周期信号的峰值。而且，BOC信号的第二部
分的峰值在时间上稍微偏移于周期信号的谷值。这意味着将BOC信号乘以周期
信号产生了图10的下部迹线。图10的该下部迹线具有三个部分。在第一部分
中，近似在t＝0和t＝1之间，值+1比值-1出现得更频繁。我们可以说值+1出现
了时间的X％，其中X大于50。在第二部分中，近似在t＝1和t＝2之间，值-1
出现了时间的X％，并因此比值+1出现得更频繁。第三部分具有与第一部分相
同的形式。由于相关器使用BPSK信号作为参考信号，所以传递下部迹线通过
相关器产生正结果。然而，结果的幅度低于图8的结果的幅度；事实上该结果
的幅度是图8中的幅度的X％。
因此，可以看到相关输出的大小取决于BOC信号和周期信号之间的时延。
本发明利用此依赖性确定BOC信号和周期信号之间的时延，并因此精确确定
BOC信号到达接收器的时间。峰值相关输出随输入BOC信号和实值周期函数
之间的时延变化。
如以上指出的，在我们发明的方法中，将输入BOC信号的部分乘以余弦相
位周期函数，并且将BOC信号的相同部分乘以正弦相位周期函数。使每个输出
相关将产生不同的结果。这是因为正弦相位信号的峰值和谷值偏移于余弦相位
信号的峰值和谷值，从而两次乘法运算将产生不同的结果。图5示出针对乘以
余弦相位周期函数的BOC信号(下部迹线)的相关器输出以及针对乘以正弦相
位周期函数的BOC信号(上部迹线)的相关器输出。
两个相关输出都随输入BOC信号和各自的周期信号之间的时延变化。这被
图示在图6中，图6示出针对其中信号到达时间比图5中的到达时间晚副载波
周期1/16的情况的相关器输出。下部绘图示出第一相关器10的结果，并且上部
绘图示出第二相关器11的结果。因为图5和6中示出的绘图中的线是直线，所
以上部和下部绘图的大小的比率独立于水平轴上的位置。使用上部和下部绘图
的大小的比率计算输入信号相对于周期信号的时延。因此，能够使用正弦和余
弦相关输出来精确计算该时延，即使那些输出远离相关峰值。没有必要找到准
确的相关峰值。
图7示出峰值相关输入如何随输入信号和所应用的周期信号之间的时延变
化。曲线中的一条曲线示出使用余弦相位周期函数的峰值相关输出，另一条曲
线示出使用正弦相位周期函数的峰值相关输出。可以看到两条曲线具有对延迟
的基本上正弦形依赖性。因为实值正弦和余弦相位信号具有彼此已知的关系，
所以比较相关器输出的值使得能够计算时延。特别地，时延与第一和第二相关
器输出之间的比率的反正切成比例。