用于定位未知信号的来源的方法和设备 本发明涉及用于定位通过多个信号中继接收的未知信号的来源的方法和设备。
本发明具体地关系到使用地球轨道卫星中继的通信。在卫星通信信道中出现的干扰是严重的问题，它会拒绝合法用户对信道的使用。干扰的出现每年以千计，并且由于基于卫星的业务激增，个人卫星通信的出现，以及对地静止弧的不断增加的拥塞，干扰很可能增加。干扰来自于设备故障或人为错误，诸如天线的不正确地取向，但它也有可能代表故意的未经授权地使用卫星通信信道，或试图使它不接受其他用户。
在IEEE Trans.on Aerospace and Electronic Systems，Vol.AES-18，No.2，March 1982中，P C Chestnut描述定位未知信号源的基本技术：它包括确定从源中继到接收机的两个信号的到达时间差(TDOA)和/或到达频率差(FDOA)。这两个信号沿着两条独立的信号路径被中继到接收站。TDOA和FDOA也被称为差分时间偏移(DTO)和差分频率偏移(DFO)或差分多卜勒。从两个接收信号确定DTO和DFO的技术在S.Stein的、题目为“Algorithms for Ambiguity FunctionProcessing(用于模糊度函数处理的算法)”，IEEE Trans.on AcousticsSpeech and Signal Processing，Vol.ASSP-29，No.3，June 1981的文章中描述。该技术包括：通过把信号相乘和对它们的乘积进行积分而得出在信号之间的相关程度。试验的相对时间移位和频率偏移被顺序地引入到信号之间，以及对于每个值确定它们的相关。使得相关值最大化的时间移位和频率偏移被取为所需要的DTO和DFO，须经校正以用于在卫星转发器中的信号传播延时和在卫星及处理过程中的频率移位。
美国专利No.5,008,679涉及引入两个中继卫星和使用DTO和DFO测量的发射机定位系统。中继卫星处在对地静止的或地球同步的轨道上，以及它们把信号沿着两条独立的信号路径中继到接收站，即地面-卫星-地面路径。每个卫星接受来自源的信号(上行链路)，通过使用周转振荡器把信号进行频率移位，以及把它的频率移位的等价物返回到地面接收机(下行链路)。两个信号路径长度通常是不等的，这给出到接收机的两个信号到达时间，它们相差TDOA值。FDOA是由于中继卫星相对于地球和互相运动而引起的，它使得下行链路信号频率发生多卜勒频移：因为卫星速度不同，多卜勒频移通常是不相等的，所以信号传送通过各个卫星以后，它们的频率是不同的。在下行链路的重新发射之前两个卫星用于混频上行链路信号的各个频率变换或周转振荡器的频率之间的差值也对信号频率差有贡献。两个卫星的位置和速度以及接收站的位置是已知的，且恒定的TDOA或FDOA的点轨迹在每种情形下都是一个面，该面与地球表面相交，规定了一条被称为位置线(LOP)的曲线。在不同时间的TDOA或FDOA的两个测量，或在一个或多个时间的每次一个测量，提供两个LOP，它们在要被定位的源的位置处交叉。
在现有技术中，TDOA也被称为差分时间偏移(DTO)以及FDOA也被称为差分频率偏移(DFO)或差分多卜勒频移，DTO和DFO的表示式将在后面被使用。
相关的程度是从由下式规定的、所谓的交叉模糊度函数或CAF A(τ，υ)被确定的：A(τ,v)=∫-T/2T/2s1*(t)s2(t+τ)e-2πivtdt---(1)]]>
其中A(τ，υ)是在接收站接收后试验时间移位τ和试验频率移位υ在处理中被引入到两个复数信号s1(t)和s2(t)之间后，这两个复数信号的乘积的积分。在s1*(t)中的星号表示复数共轭。A(τ，υ)的模(即|A(τ，υ)|)的最大值是在作为两个变量τ和υ的函数的|A(τ，υ)|面上的峰值，以及产生这个峰值的τ和υ的数值是所需要的DTO和DFO。
由于|A(τ，υ)|是两个变量τ和υ的函数，所以它是二维的以及规定了被称为模糊度面的面：它可以通过使用快速富立叶变换(FFT)技术被计算。在一个这样的方法中，在模糊度面上的一连串的线是对于改变的υ(试验DTO)和τ(试验DFO)的各个恒定值被计算的：这把面有效地分解为一系列垂直于τ轴的一维分片以及被称为“DFO分片”。计算DFO分片的有效的运算是FFT(s1*(t)s2(t+τ))。对于τ的每个实际的数值执行这个计算且组合分片便给出模糊度面。
授权给Haworth的美国专利No.6,018,312涉及一种发射机定位系统，它利用传送经过与未知信号相同的卫星中继且与该未知信号相位相干地处理的参考信号。该参考信号被使用来去除误差源和工作限制：它给出改进的精度并扩展可以进行测量的条件的范围。通过使用宽带方法抵销误差源的另一个技术，在授权给Webber等的美国专利No.5,594,452中被揭示。
国际专利申请No.GB00/02940涉及对美国专利No.6.018,312的技术的修正方案，以处理时变的DTO和DFO的问题。
在定位频率捷变的干扰源(即，以载频中的改变为条件的干扰)时，有特别的困难。其原因为如下：由复数交叉模糊度函数表示的相关过程的性能取决于得到输出的信号噪声比(SNR)，它由下式规定：SNR=2BTsnr1snr21+snr1+snr2,---(2)]]>
其中B是被使用来接收来自各个卫星的信号的主要和次要接收机通道的捕获样本带宽，以及T是在对于CAF A(τ，υ)的公式(1)中规定的积分时间。捕获样本带宽是信号可由接收机检测时所必须处在的带宽，以及这由接收机的信号处理系统规定。主要通道是与指向受干扰影响的卫星的基于地面的接收机或天线相关的，以及次要通道是与针对另一个卫星的另一个接收机相关的，通过这个卫星，造成干扰的未知的发射机也是可检测的。项snr1和snr2分别是在主要通道和次要通道中的输入信号噪声比。项2BT被称为处理增益。
为了达到可靠地检测在CAF A(τ，υ)的模|A(τ，υ)|中的相关峰值，公式(2)中的SNR应当超过约100(即，20dB)：如果snr1和snr2是固定的，这个准则规定对于成功地定位未知的源所需要的处理增益2BT。
对于来自未知的发射机的固定频率信号，即，具有恒定的载频的信号，相关接收机信道的最大可提供的处理增益是信道积分时间乘以它的复数采样速率(等于它的捕获样本带宽，在后面更详细地描述)的两倍。这个样本带宽被设置为尽可能接近信号的瞬时带宽，以使得外来信号和噪声分量最小化。
未知的发射机可以从非静止(改变的)载频产生信号，在这种情形下，与卫星中继有关的干扰也改变频率：获取这种干扰和把它保持在接收机信道的捕获样本带宽内，需要宽带采样，所以，需要的处理增益比恒定的载频干扰等价物中的更高。典型的接收机信道包含模拟-数字变换器(ADC)和贮存设施，前者的速度和后者的能力也是在仍旧成功地实行地球定位的同时，信道可容忍的、干扰频率的最大改变速率方面的限制因素。而且，展宽接收机信道的捕获样本带宽必定会使得以下情况更有可能：不想要的信号将被包括在公式(1)中规定的相关运算中：这加到有关干扰的噪声电平上，所以，减小了在主要和次要通道中的信号噪声比；它也给模糊度面提供了与该相关未知发射机不相关联的、附加的相关尖峰，以及造成哪个尖峰是正确的混乱。所以，希望避免宽带采样和处理。
本发明的目的是提供用于发射机定位的另一个替代方法和设备。
本发明提供一种定位通过多个信号中继被接收的变化频率的未知信号的来源的方法，该方法包括以下步骤：
(a)安排多个接收机接收经过各个信号中继的未知信号；
(b)使用本地振荡器(LO)信号把由各个接收机接收的信号下变频到中频(IF)；
(c)在接收信号之间引入差分时间偏移(DTO)的试验值；
其特征在于，该方法还包括以下步骤：
(d)通过调节LO信号频率来抵销未知信号的频率改变，而把下变频的信号限制在预先安排的带宽内；以及
(e)借助于偏移和LO信号频率调节，抵销在时间上相对偏移的和与不同的LO频率有关联的、被相关信号的相关相位角的改变。
当调节LO信号频率以便抵销未知信号中的频率改变的过程首先被实行时，目标位置的结果比起预期的要差得多，其原因很难找到。在相当多的研究后，惊奇地发现，LO信号频率的调节和相对时间偏移的试验值的引用会引入误差：正如下面更详细地描述的，这意味着在等于试验偏移的时间长度内，要被相关的各对信号被不同频率的LO信号下变频。当这个影响被抵销时，得到相关峰值定义中相当大的改进，这是本发明的优点。
补偿相关相位角的改变的步骤可包括计算相位校正eiΔφ，和把它加到信号的相关乘积上，Δφ是相关相位角的改变，等于2πτ(fa-fb)，τ是试验DTO值，相关的信号通过它互相进行相对偏移，以及fa和fb分别是在调节之前和之后的LO频率。
下变频信号的步骤可包括把频率变化的信号下变频成基本上恒定的频率以及对它进行频带限制，并进一步下变频该频带受限的信号，用于以后的处理，包括数字化和相关。
把下变频的信号限制在预先安排的带宽内的步骤，包括识别在与接收信号相关的频谱中最大功率的频率，以及由此确定一个适合于在预先安排的带宽内获得的下变频信号的LO信号频率。
另一方面，本发明提供一种定位通过多个信号中继被接收的变化频率的未知信号源的设备，该设备包括：
(a)多个接收机，用于接收经过各个信号中继的未知信号；
(b)信号产生器，用于提供本地振荡器(LO)信号，以便把由各个接收机接收的信号下变频到中频(IF)；
(c)相关处理器，用于在接收信号之间引入差分时间偏移(DTO)的试验值；
其特征在于，该设备还包括：
(d)处理装置，用于：
(i)通过调节LO信号频率来抵销未知信号的频率改变，而把下变频的信号限制在预先安排的带宽内；以及
(ii)借助于偏移和LO信号频率调节，抵销在时间上相对偏移的和与不同的LO频率有关联的、被相关信号的相关相位角的改变。
处理装置可被安排来计算相位校正eiΔφ，和把它加到信号的相关乘积上，Δφ是相关相位角的改变，等于2πτ(fa-fb)，τ是试验DTO值，相关的信号通过它互相进行相对偏移，以及fa和fb分别是在调节之前和之后的LO频率。也可以安排成把频率变化的信号下变频成基本上恒定的频率以及对它们进行频带限制，并进一步下变频该频带受限的信号，用于以后的处理，包括数字化和相关。还可以安排成通过识别在与接收信号相关的频谱中最大功率的频率，以及由此确定一个适合于在预先安排的带宽内获得的下变频信号的LO信号频率，而把下变频的信号限制在预先安排的带宽内。
为了更全面地了解本发明，现在参照附图，仅仅作为例子，描述本发明的实施例。其中：
图1显示现有技术的地面定位系统；
图2是在用于地面定位具有变化载频的干扰的本发明方法中使用的信号处理系统的方框图；
图3是本发明的方法的步骤的方框图；
图4显示在本发明的方法中的信号频率下变频；
图5显示包含下变频信号的捕获样本带宽的定义；
图6是显示LO重新调谐对具有相对时间偏移的两个信号的影响的、LO相位角对时间的图；
图7是显示LO重新调谐对具有相对时间偏移的两个信号的相关乘积的影响的、相关相位角对时间的图；
图8是对于模拟的在0和500Hz之间频率切换的LO的、相关相位角对时间的图；
图9是在由有时间变化的频率的LO下变频后，主要和次要通道信号的相关乘积的FFT的图；
图10是从数字化的主要和次要通道信号产生相位校正的DFO分片的步骤的流程图；
图11是交叉模糊度函数的模对试验DTO和DFO值的图；
图12显示在样本捕获期间相关相位角的变化和按照本发明的相位校正后的相关相位角的变化；以及
图13显示对于分别用和不用相关相位角校正得到的DFO分片的、相关功率对频率的两条曲线150和152。
图1显示现有技术的地面定位系统，总的用10表示：它适合于在测量时间间隔内载频基本上是恒定的信号。它使用由相应接收天线16和18监视的两个卫星12和14，以便找到造成对卫星通信干扰的未知的发射机(目标)20的位置。发射机20具有多波瓣发射辐射方向图，图上显示其中的主瓣22和两个旁瓣24。一个卫星12接收在主瓣22中的辐射：它被称为主要卫星，以及与它的监视接收天线16有关的处理电子部分(未示出)被称为主要通道。另一个卫星14接收在旁瓣24中的辐射：它被称为次要卫星，以及在接收天线18处有关的处理电子部分被称为次要通道。主要和次要通道产生信号，它们分别被处理以变为信号s1和s2，而在公式(1)中使用。卫星12和14也从已知位置处的发射机26接收参考信号，把它中继到各个天线16和18。这个参考信号如在美国专利No.6,018,312中描述的那样被使用。
现在参照图2，图上显示信号处理系统30的方框图，它是当造成干扰的未知的发射机或目标20具有随时间变化的载频时按照本发明用于进行地面定位。系统30结合地面定位系统10被采用。14GHz的Ku波段信号被上行链接到卫星12和14，被频率变换1.5GHz，以及以12.5GHz被中继回地面(下行链路)。所有的频率都是标称值：实际上在上行链路、变换和下行链路频率之间有差值。当被系统30接收时，来自卫星12和14的信号从12.5GHz被标称地下变频到140MHz的第一中频(IF)-这并不精确，因为它取决于来自目标20的原先的输出信号的频率，正如已指出的，这个频率不是恒定的。
在主要通道(即，相应于目标主瓣)中的IF信号被馈送到传统的频谱分析仪32(惠普公司型号HP8565)，它被称为信号跟踪分析仪。信号跟踪分析仪32具有通用接口总线(GPIB)端口(未示出)，允许由计算机通过被连接到这个端口的电缆来控制它。计算机具有用于分析仪32的、适当的设备驱动软件：驱动器把高级别的软件命令(例如，被称为“Peaksearch(峰值搜索)”的命令)转译成目标代码，它控制分析仪32自动执行操作者本来要人工地进行的特定的功能。在本例中，分析仪32可以执行许多次第二功能，诸如“确定最大信号功率的频率”，它等价于人工激活该分析仪32配备有的峰值搜索按钮。
分析仪32显示它的输入信号的频率间隔的频谱：它提供在它把信号频谱和相关的频率间隔划分成的多个频率子间隔(频率仓(frequencybin))的每个子间隔中有关平均信号功率的频谱。它的显示器重复扫描这个间隔，该间隔被人工调谐，直至它包含主要通道信号(通常是单个峰值)为止。如果主要通道信号的频率改变，它的峰值在频率间隔中的位置将改变。扫描间隔的大小、它的中心频率和扫描的时间长度由操作者根据以下参量被选择：
扫描中心频率：-在干扰的频率改变的速率(它的“频率速率”)是相对较高的情形下必须预见到频率改变：这涉及按需要移动扫描间隔的中心频率，以便在得到主要和次要通道信号样本的同时使干扰信号维持在扫描间隔内。这个问题的一个解决方案是在这样的样本捕获期间自动地重新调谐该中心频率。
扫描间隔：-扫描间隔的扩展-即，它的频率范围-应当足够大，以便在得到主要和次要通道信号样本的同时使该干扰信号的频率维持在该扫描间隔内；它也应当足够小，以排除其幅度比需要的信号更大的不想要的信号：这样，需要的信号成为扫描间隔中最大幅度的信号以及可以容易地被识别。
信号跟踪分析仪32经扫描间隔执行显示跟踪扫描所花费的时间-扫描时间-不应当大于干扰信号的中心频率离开被称为捕获样本带宽且由以后在较低频率上的信号处理规定的(正如以后描述的)频带所花费的时间。一个适宜的捕获样本带宽通常比扫描间隔小得多。
分辨率和视频带宽-必须使用用于信号跟踪分析仪32的分辨率和视频带宽设置，其幅度数量级小于捕获样本带宽，以便精确地搜索(峰值搜索)相应于干扰信号的频谱峰值，正如后面更详细地讨论的。
在上述的扫描间隔、分辨率与视频带宽和扫描时间之间的折衷是必须的，因为改进一个需求的性能典型地具有另两个决定性影响：例如更宽的扫描频率间隔意味着更长的扫描时间；需要基于信号特性(例如，信号频率的改变速率)和捕获样本带宽的折衷。
信号跟踪分析仪32在运行在计算机(未示出)上的计算机软件34的控制下运行。在这种控制下，它搜索扫描间隔，找出具有最大信号功率(最高的峰值)和相应于对卫星造成不想要干扰的信号的频谱峰值。为了达到这一点，它执行频谱频率扫描以及识别包含最大频谱功率的频率仓：这个频率仓表示干扰的当前的或瞬时的频率，以及相关的频率由信号跟踪分析仪32返回到计算机。
计算机也控制信号合成器36，它产生具有标称的205.5MHz的频率的本地振荡器信号：这个频率由合成器36响应于计算机和按照通过使用信号跟踪分析仪32被确定的干扰频率被调节；它与标称的140MHz的IF干扰信号的间距被精确地保持在65.5MHz。本地振荡器信号被供给信号调节单元38，它也接收来自目标20的主要和次要通道IF信号。单元38把这些IF信号下变频到第二IF，对它们进行滤波以提供频带限制，以及把它们下变频到第三IF或基带，以便传送到各个模拟-数字变换器(ADC)40，用于数字化。
图3显示由控制信号跟踪分析仪32的计算机实施的信号跟踪过程。第一步骤41是指令分析仪执行频率间隔的频率扫描；这后面是指令42来执行搜索，以识别信号功率最大(峰值功率)的扫描间隔频率。然后，在43，计算机计算对于峰值功率频率的基带等价物，即，在信号调节单元38中峰值功率频率被下变频到的频率。在44，计算机检验峰值功率频率的基带等价物是否处在捕获样本带宽的中心的半个部分内：如果是的话，计算机回到步骤41，以及重复进行步骤41到44。如果基带等价物在捕获样本带宽的中心的半个部分以外，则在45，计算机计算新的振荡器频率，用于下变频感兴趣的干扰信号，以及在46，指令信号合成器36把它提供给信号调节单元38。
现在也参照图4，其中先前描述的单元用同样的参考数字，图上更详细地显示信号调节单元38。主要和次要通道信号每个以第一IF(具有140MHz的标称中心频率和80MHz的带宽)被输入到信号调节单元38：即，主要和次要信号带宽每个从100MHz扩展到180MHz。信号合成器36提供本地振荡器(LO)信号，其频率(标称205.5MHz)如上所述地通过控制信号跟踪分析仪32的计算机来控制：LO频率是精确地65.5MHz，大于主要通道信号。这个LO在各个混频器50a和50b中与主要和次要通道信号进行混频，把它们的标称140MHz IF下变频到65.5MHz的第二IF，带宽保持在80MHz；所以，被下变频的带宽从25.5MHz扩展到105.5MHz。下变频是所谓的“高边(high side)”，即，LO频率大于信号频率：这允许把全部80MHz带宽下变频到具有65.5MHz的中心频率的第二IF，以及避免任何程度的频谱倒置(负的差值频率变得被检测为正的频率)。
主要和次要通道信号的80MHz带宽由各个带通滤波器52a和52b(每个具有65.5MHz的中心频率)被减小到2MHz。滤波器52a和52b提供频带受限的或窄带信号，它们被馈送到各个第二混频器54a和54b，用于与来自产生器56的68.5MHz的另一个固定频率LO混频：这提供主要和次要通道信号的每个信号到第三IF的下变频，具有3MHz的标称中心频率和2MHz带宽。这里，下变频再次是高边的。
3MHz主要和次要通道信号在40，以10.24MHz(5.12MHz带宽)的速率被数字化，中心在第三IF(3MHz)。这样产生的数字化的数据然后被数字地分离开，与数字正弦和余弦波混频，后面跟随低通滤波：这产生互相相对移相90°的两个数据流(即，实部和虚部)，它也把标称的3MHz中心频率下变频成基带。基带数据然后被下采样到预定的、用户规定的捕获样本带宽(最大下采样典型地产生10kHz；最小下采样(或零下采样)产生5.12MHz)：在以上提到的、控制数据捕获、信号跟踪和处理的计算机上的图象用户接口中建立。然而，应当指出，虽然通过这个模拟-数字变换处理过程，5.12MHz的捕获样本带宽是可能的，但在本例中，在信号调节期间信号被滤波到2MHz的通带(即，将看不到在这个带宽以外的频率)。
图5显示当目标或干扰信号频率改变时，用于重新调谐信号合成器LO频率(标称205.5MHz)的程序过程，以使得目标或干扰信号频率维持在捕获样本带宽内。图上显示由信号跟踪分析仪32显示的频谱的三个示意的代表70，72和74。由峰值76表示的干扰信号的载频在频率上增加，所以移到频谱的右面，如箭头78表示的。信号调节单元38具有用于信号的检测频带，这是用于先前提到的信号处理系统30的捕获样本带宽。捕获样本带宽处在第三IF，但它可通过下变频处理过程被投射回第二或第一IF。当被投射回信号跟踪分析仪的显示的频谱70到74的每个频谱时，捕获样本带宽由在一对实线80之间的间隔代表。一对点划线规定捕获样本带宽80的中心区域82，前者是后者的带宽的一半。
当干扰信号峰值76在频率上在捕获样本带宽80中漂移，以使得它到达中心区域82(正如在频谱72中所示的)的边缘82a时，计算机控制信号合成器36以改变LO频率(标称205.5MHz)；这移动捕获样本带宽的中心频率，以及把干扰信号峰值重新放置在中心区域82的另一边缘82b，这样它可再次在这个区域中漂移。
当这个处理过程首先被实行时，目标定位的结果比起预期的差得多，其原因是很难找出的。在相当大量的研究后惊人地发现，问题在于以下的两个程序过程的组合，发现它们是互相不兼容的：
(a)通过改变由信号合成器36产生的LO信号频率，而重新调谐捕获样本带宽的中心频率，以及
(b)在主要和次要通道信号之间引入相对时间偏移的试验值，以便找到在由公式(1)中规定的CAF A(τ，υ)中的相关峰值。
下面参照图6和7描述两个程序过程互相不兼容的原因，图6和7提供分别对于由信号合成器36产生的LO信号和对于两个信号s1和s2(为了方便省去(t))的相关乘积s1*s2的相位角对时间的曲线图形。图6上曲线的斜率在每种情形下都表示LO频率。图6显示在LO重新调谐之前对于频率f1处的LO信号的曲线LO1，以及在LO重新调谐到新的频率f2以后对于LO信号的曲线LO2和LO3；曲线LO2和LO3涉及到当LO信号分别被加到主要和次要通道信号时的LO信号。
为了确定在主要和次要通道信号之间的差分时间偏移(DTO)，DTO的试验值-被表示为τ-被引入到它们之间：结果，互相相对地重新调谐主要和次要通道信号的有效的时间不再是相同的。就此而论，参照图6，第一垂直线T1表示主要通道信号重新调谐到新的LO频率f2的时间，以及第二垂直线T2表示次要通道信号的重新调谐的时间：线T1和T2被在主要和次要通道信号之间引入的试验DTO值τ分隔开。这样做的影响在于，对于在线T1和T2之间的时间长度τ，由于不同的重新调谐时间，主要和次要通道信号被不同的LO频率f1和f2下变频。
图7是显示LO频率重新调谐的不同时间的影响的、相关相位角φ对时间的图COR：相关相位被规定为具有数字形式的、主要和次要通道信号s1和s2的乘积s1*s2的相位角(*表示复数共轭)。为方便起见，假设在s1和s2之间有零频率偏移(DFO)，以及这被反映在曲线COR在线T1和T2之间区域之外的零梯度上。
相关相位角梯度通常随时间是恒定的，但梯度在线T1和T2之间的间隔τ上改变，在该间隔期间，主要和次要通道信号在不同的频率f1和f2上被下变频：这个影响在相关相位角中引入从φ1到φ2的改变。非连续的相位不代表单个频率，以及在FFT(或DFO分片)中被反映为多个频率(多重)峰值。图7显示经过在不同频率下的LO下变频的时间偏置信号改变相关相位角，以及结果是非离散DFO分片，其峰值可能是混淆的和/或不正确的。
图8是对于模拟的、在0和500Hz之间的LO频率切换的相关相位角对时间的图，在整个20秒采样持续时间中以随机时间间隔切换20次：相移呈现为实线以及移位时间是点线。LO频率的每个改变导致在以箭头90表示的、约22弧度的相位不连续性。
图9是在被时变频率的LO下变频后，主要和次要通道信号s1和s2的相关乘积s1*s2的FFT的图：两个信号s1和s2被假设为具有零DFO，以及在为相关目的而交叉相乘和变换(FFT)之前，s2相对于s1时间移位7ΔT，其中ΔT是采样间隔，即，在由ADC40进行的s1或s2的接连的样本之间的时间长度。所以，曲线代表FFT(s1*(t)s2(t+7ΔT))的模，以及它具有以±0.23Hz的两个最中心的峰值100和102。这代表在计算的DFO值中误差的程度。由于时间移位引起的LO重新调谐的误对准展宽否则已经是对于s1*s2的FFT的模的、明确定义的峰值：这样不再有单个明确定义的峰值和没有DFO的精确的数值。图9实际上被理想化：在存在带噪声的信号时，所显示的FFT失去它的对称性。
必须抵销LO频率改变对相关相位角的影响，这是通过先前涉及到控制信号跟踪和频率合成的计算机完成的。信号合成器36每次被重新调谐时，计算机把老的和新的LO频率f1和f2，连同重新调谐的时间一起记录在计算机文件中。
获取数据和然后处理它的程序过程是可被任何方便的时间长度间隔开的步骤，因为获取的数据可被归档，供以后处理。数据获取由操作者开始，建立捕获样本带宽尺寸，数据样本尺寸等(如先前描述的)和接着激活在计算机的图形用户接口上的“获取”按钮。如果跟踪模式被选择，则在ADC40把数据进行数字化和存储到硬盘的同时，参照图3描述的信号跟踪处理过程开始运行。当达到预定的数据组尺寸时，捕获处理过程停止以及信号跟踪处理过程终结。在计算机中的控制软件34现在未执行，以及可以在处理存储的数据之前被完全地关闭和重新启动。
在数据捕获时，在s1和s2之间没有引入偏移或试验DTO。这样的偏移在对于相关的试验DTO的数值产生模糊度面的特定分片时在处理获取数据期间被引入。对于这样的分片，相应的LO频率改变和试验DTO是已知的，所以可以计算相关相位校正。对于下一个DFO分片，使用不同的试验DTO，以及计算新的相位校正序列。接连的试验DTO可以被ADC40的采样速率的倒数方便地分隔开。
为了处理获取的数据，把数据从计算机硬盘读到存储器。由公式(1)规定的模糊度面作为一系列DFO分片被建立，每一个分片用于一个特定的试验时间偏置。如果出现重新调谐(它在记录的数据中被标志出)，则对于每个分片，计算对于在重新调谐间隔的相关对之间所有数据的相位校正。该校正是通过使用在主要和次要通道信号之间引入的特定的DTO试验值和在重新调谐之前和之后的LO频率之间的差值被计算的。
在共轭相乘之后和在计算FFT来产生DFO分片之前，计算机的处理软件实施校正相关相位不连续性(φ1-φ2)的步骤。计算机对在一对接连的重新调谐之间的间隔中得到的主要和次要通道信号的所有的相关乘积s1*s2实施相同的相位校正。它在每对接连的重新调谐的各个间隔内计算这种新的校正。如果紧接在第n次重新调谐后的新的LO频率是fn，则在这次重新调谐时LO频率改变是(fn-fn-1)。由于第n次重新调谐引起相关相位角的步长是Δφn，以及由LO的角频率改变2π(fn-fn-1)与时间偏移或试验DTO值τ的乘积给出：即，
Δφn＝2πτ(fn-fn-1) (3)
计算机计算相关相位角的改变Δφn，以及从后者计算相关计算相位校正eiΔφn：它把在第n次和第(n+1)次重新调谐之间得到的所有的相关乘积s1*s2乘以这个校正值，然后计算新的校正值ei(Δφn+1)，用来加到在第(n+1)次和第(n+2)次重新调谐之间的相关乘积上。严格地说，公式(3)中的相位改变应当在观察周期内在频率改变的延时周期τ上逐渐地(即，以恒定的速率)被实施。然而，这些延时周期的总的持续时间通常远小于公式(1)中的总的观察周期T，因此在大多数情形下在形成公式(1)时可被忽略，这样，这里描述的更简单的方法是适当的。
图10是从主要和次要通道信号的复数数字化数值s1和s2产生相位校正的DFO分片时所需要的步骤的流程图。正如前面讨论的，对于不同的时间偏移值或试验DTO值τ，组合DFO分片会引起模糊度面。
在产生对于DTO的试验值τ的相位校正的DFO分片时的起始步骤，被表示为110，且包含把次要通道信号s2相对于主要通道信号s1(t)偏移或时间偏置τ，而形成s2(t+τ)：然后在112，将前者进行复数共轭形成s1*(t)，以及乘以s2(t+τ)形成s1*(t)s2(t+τ)。接着，在114，施加相位校正，即，通过使用从公式(3)计算的相位角Δφn来乘以eiΔφn，而产生s1*(t)s2(t+τ)eiΔφn。在步骤116，计算前一个步骤114的结果的FFT的模，即，|FFT(s1*(t)s2(t+τ)eiΔφn)|，这是相应于τ的时间偏移或试验DTO的需要的相位校正的DFO分片。
图11是面|A(τ，υ)|(等式(1)中的交叉模糊度函数的模)对试验DTO和DFO值τ和υ的图。一个很好分辨的相关峰值120出现在数值τ和υ处，它们是DTO和DFO的校正值。用于得出DTO和DFO和从它们进行目标定位的程序过程在上述的现有技术上是熟知的，因此将不作描述。
作为评估本发明的相位校正技术的有效性的试验的一部分，通过产生变化频率信号，即具有随机改变的频率的信号，来模拟卫星干扰：这个信号经过两个卫星被传输，它的返回信号被检测和被下变频成140MHz标称值，以提供s1和s2，该s1和s2具有从卫星天文历和发射和接收站坐标的知识被计算的、0.246ms的已知DTO。得到的s1在频率上通过使用本发明的方法被跟踪以及被数字地采样。0.246ms的DTO然后通过相对于s1适当地时间偏置s2而被去除，然后，s1和s2互相进行相关。
图12显示在整个样本捕获时间内(约27s)相关相位角的变化(粗体)140：这个变化是在+40和-70弧度之间。信号合成器LO频率(标称值205.5MHz)被重新调谐，以便把模拟的干扰(即，卫星从频率扫描信号返回)保持在捕获样本带宽内：使用选择的捕获样本带宽需要每秒约三次重新调谐。图12也显示按照本发明的相位校正后的相关相位角142，表明在逼近恒定的相位梯度方面得到很大的改进。恒定(零梯度)校正的相关相位142表示零DFO。
现在参照图13，图上显示由本发明提供的DFO测量的精度的改进。图13显示对于DFO分片的相关功率(dB)对频率(Hz)的两条曲线150和152，分别对应以下两种情况，即：对由信号合成器LO频率的重新调谐引起的相关相位角中改变进行校正和不进行校正。这些曲线是从被使用来产生图12以及在上面提及的试验中得到的数据得出的。曲线150具有明确定义的相关峰值154，但曲线152具有很宽的、所以被不精确地规定的相关峰值156。峰值154和156说明由按照本发明的相关相位角校正得出的峰值定义的改进：它减小在计算DFO中的不确定性以及提高对于具有变化频率的目标发射机的定位精度。
被使用来产生图13的数据是与非零DFO有关的。然而，为了更清楚地说明校正相关相位的效果，通过在进行共轭交叉相乘之前把s2相对于s1偏移291.95Hz，而把DFO去除。这提供了相关相位角的零的改变速率。图13上的x轴然后也被调节，以反映s2偏移，以及显示在适当的DFO处的峰值154。对于这个试验的DFO测量的精度上的改进可通过使用一个恒定频率参考信号而被确定，该信号被从与模拟目标信号相同的试验地面站发射到试验中使用的两个卫星：这表明，峰值154具有仅仅0.002Hz的频率误差，而峰值156的误差是0.390Hz，即，前者比起后者约小200倍，这说明了本发明的优点。随之发生的、目标定位精度的改进随卫星、目标和监视地面站的位置而改变。在上述的试验中，得到的定位误差的减小从约100公里到几公里。
除了可变LO和相关相位角的校正的使用以外，对卫星中继产生干扰的变化频率发射机的位置的导出将不作进一步描述：它是在用于定位恒定频率发射机的现有技术中揭示的，可例如参阅美国专利No.6,018,312。