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1、10申请公布号CN104143963A43申请公布日20141112CN104143963A21申请号201410190488922申请日2014050713167116620130508EPH03F3/4520060171申请人NXP股份有限公司地址荷兰艾恩德霍芬72发明人德克简海森克马丁马克斯佛瑞德莫斯特74专利代理机构中科专利商标代理有限责任公司11021代理人王波波54发明名称双桥放大器结构57摘要本发明公开了双桥放大器结构。放大器具有包括两个桥式放大器的双桥设计。模式开关使得这两个桥式放大器能够按照串联放大模式配置。模式开关的切换是动态的，并且使能了信号电流的重新使用，从而改进了总系。
2、统效率。在放大器输出之一的削波事件情况下提供对于模式开关接通的延迟。这防止了大交叉电流的流动。30优先权数据51INTCL权利要求书2页说明书9页附图9页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书2页说明书9页附图9页10申请公布号CN104143963ACN104143963A1/2页21一种放大器，包括第一桥式放大器部分12，具有两个差分放大器18，22，在第一桥式放大器部分12的两个差分放大器18，22的输出之间连接有第一负载；第二桥式放大器部分14，具有两个差分放大器20，36，在第二桥式放大器部分14的两个差分放大器20，36的输出之间连接有第二负载；模式开关16，在。
3、第一桥式放大器部分的一个差分放大器的第一输出与第二桥式放大器部分的一个差分放大器的第二输出之间；控制电路78，用于基于对第一桥式放大器部分和第二桥式放大器部分的输入信号IN，IN来控制模式开关；削波检测结构71，72，用于检测第一输出或第二输出中的削波；以及延迟器76，用于提供从检测到削波时起的延迟时间段，其中所述控制电路在所述延迟时间段期间抑制模式开关的接通。2根据权利要求1所述的放大器，包括音频放大器。3根据任一前述权利要求所述的放大器，包括用于第一桥式放大器部分的第一电流源尾34和用于第二桥式放大器部分的第二电流源尾48。4根据权利要求3所述的放大器，包括放大器62，检测第一桥式放大器部。
4、分的输出差分放大器和第二桥式放大器的输出差分放大器的电流，以产生输出电流，所述输出电流强制输出差分放大器输出电流沿相同方向流动。5根据任一前述权利要求所述的放大器，其中削波检测结构71，72包括用于测量相对于地或供电电压的输出电压的装置。6根据任一前述权利要求所述的放大器，其中所述削波检测结构适用于检测模式开关16的每一侧处的信号的高侧和低侧削波。7根据权利要求6所述的放大器，还包括逻辑或门74，用于将模式开关16的每一侧处的削波信号进行组合，并且将组合的信号提供给延迟器76。8根据任一前述权利要求所述的放大器，其中延迟时间段具有1至10微秒的值。9一种扬声器电路，包括根据任一前述权利要求所述。
5、的放大器、包括第一负载的第一扬声器；以及包括第二负载的第二扬声器。10一种控制放大器的方法，所述放大器包括第一桥式放大器部分12，具有两个差分放大器，在第一桥式放大器部分12的两个差分放大器的输出之间连接有第一负载；第二桥式放大器部分14，具有两个差分放大器，在第二桥式放大器部分14的两个差分放大器的输出之间连接有第二负载；模式开关16，在第一桥式放大器部分的一个差分放大器的第一输出与第二桥式放大器部分的一个差分放大器的第二输出之间，其中所述方法包括基于对第一桥式放大器部分和第二桥式放大器部分的输入信号来控制模式开关16；检测第一输出或第二输出中的削波；以及在从检测到削波时起的延迟时间段期间，。
6、抑制模式开关的接通。权利要求书CN104143963A2/2页311根据权利要求10所述的方法，包括检测第一桥式放大器部分的输出差分放大器和第二桥式放大器的输出差分放大器的电流，从而产生输出电流，所述输出电流强制输出差分放大器输出电流沿相同的方向流动。12根据权利要求10或11所述的方法，其中检测削波包括测量相对于地或供电电压的输出电压。13根据权利要求10、11或12所述的方法，其中检测削波包括检测模式开关的每一侧处的信号的高侧和低侧削波。14根据权利要求10至14中任一项所述的方法，其中延迟时间段具有1至10微秒的值。15根据权利要求10至14中任一项所述的方法，用于驱动包括第一负载的第一。
7、扬声器和包括第二负载的第二扬声器。权利要求书CN104143963A1/9页4双桥放大器结构技术领域0001本发明涉及双桥放大器结构，近来将双桥放大器结构称作SB类放大器。背景技术0002在美国专利2011/0123040中公开了SB类放大器的概念。0003所述放大器是具有两个桥式放大器的双桥设计。模式开关使能将它们按照串联放大模式配置。模式开关的切换是动态的，并且使能了信号电流的重新使用，从而改进了总系统效率。每一个放大器与其自己的负载相关联。0004当所连接的负载上的幅度使得所述幅度可以适应供电电压时，系统处于SB类操作模式，并且接通模式开关。利用接通的开关，可以在两个桥接式负载“BTL”。
8、，BRIDGETIEDLOAD放大器之间共享电流，从而增加了系统效率。0005当关断模式开关时，两个放大器作为分离的独立放大器操作。可以将其看作是桥接式负载操作模式，负载扬声器连接在两个输出级之间。0006在电路中可能出现问题在削波CLIPPING条件期间，放大器按照桥接式负载模式操作，两个电路的输出在电源或接地处二等分，并且关断开关。当输入电压变化时，输出引入了一定的延迟。0007具体地，当输出级中的晶体管必须从接通切换至关断设置时，这消耗时间。所述时间依赖于栅源电压可以多快从VGS，MAX转变至导通电压以下。当放大器没有削波并且正常INREGULATION时，将输出晶体管的栅源电压驱动到一。
9、定程度，但是不达到完全最大值VGS，MAX。0008当放大器削波时，回路失调OUTOFREGULATION即，放大器不满足VOUTGAINVIN，并且会将栅源电压驱动到最大值VGS，MAX。由此，从削波条件恢复花费更多的时间，因为将栅源电压减小到功率器件的导通阈值以下花费更长的时间。0009连接两个桥的电流共享开关基于输入电压和可用供电电压的大小而关断和接通。发明内容0010本发明由权利要求限定。0011根据本发明提出了一种放大器，包括0012第一桥式放大器部分，具有两个差分放大器，在第一桥式放大器部分的两个差分放大器的输出之间连接有第一负载；0013第二桥式放大器部分，具有两个差分放大器，在。
10、第二桥式放大器部分的两个差分放大器的输出之间连接有第二负载；0014模式开关，在第一桥式放大器部分的一个差分放大器的第一输出与第二桥式放大器部分的一个差分放大器的第二输出之间；0015控制电路，用于基于第一桥式放大器部分和第二桥式放大器部分的输入信号来控制模式开关；说明书CN104143963A2/9页50016削波检测结构，用于检测第一输出或第二输出处的削波；以及0017延迟器，用于提供从检测到削波时起的延迟时间段，0018其中所述控制电路在所述延迟时间段期间抑制模式开关的接通。0019因此，本发明提供了一种双桥放大器，具有两个桥的输出的选择性耦合。在桥式放大器的任一个的输出处检测到削波之后。
11、的时间段，防止了模式开关的接通以切换到串联放大结构。按照这种方式，可以防止当使用前馈控制系统时产生的系统中的大电流。0020本发明实现了在削波输出信号条件期间，在基于SB类系统中，防止了通过连接两个更多个桥接式负载“BTL”电桥的开关流动的大交叉电流。这防止了音频孔AUDIOHOLE的发生，并且大大地改进了系统鲁棒性。0021放大器可以包括音频放大器。0022可以将第一电流源尾提供给第一桥式放大器部分，并且将第二电流源尾提供给第二桥式放大器部分。0023也可以使用这样的放大器，所述放大器检测第一桥式放大器部分的输出差分放大器和第二桥式放大器的输出差分放大器的电流，以产生输出电流，所述输出电流强。
12、制输出差分放大器的输出电流沿相同方向流动。0024本发明也提出了一种控制放大器的方法，所述放大器包括0025第一桥式放大器部分，具有两个差分放大器，在第一桥式放大器部分的两个差分放大器的输出之间连接有第一负载；0026第二桥式放大器部分，具有两个差分放大器，在第二桥式放大器部分的两个差分放大器的输出之间连接有第二负载；0027模式开关，在第一桥式放大器部分的一个差分放大器的第一输出与第二桥式放大器部分的一个差分放大器的第二输出之间，0028其中所述方法包括0029基于第一桥式放大器部分和第二桥式放大器部分的输入信号来控制模式开关；0030检测第一输出或第二输出处的削波；以及0031在从检测到削。
13、波时起的延迟时间段期间抑制模式开关的接通。附图说明0032现在将参考附图详细描述本发明的示例，其中0033图1示出了双桥SB类放大器的示例部分模式的已知功能块示意图；0034图2示出了电流传递函数的示例图形表示；0035图3示出了一个示例已知双桥切换SB放大器；0036图4示出了两个削波BTL放大器的示例，其中GM2的输出处于接地电平，并且GM3的输出处于供电电压电平，并且产生了较大的交叉电流；0037图5示出了已知的桥接式负载通道的信号；0038图6示出了当BTL通道削波时引入的延迟；0039图7示出了根据本发明的电路；0040图8示出了没有本发明改进的SB类结构的仿真结果；0041图9示出。
14、了与图8相同的仿真，但是使用了图3的电路；以及说明书CN104143963A3/9页60042图10示出了模式开关处的电压。具体实施方式0043本发明提出了一种对于US2011/0123040中展示的电路的改进。本发明在放大器输出之一的削波事件的情况下，对模式开关接通提供了延迟。这防止了较大的交叉电流流动。为了完整性，首先将描述已知的电路操作。0044图1示出了已知的双桥SB类放大器的部分模型功能块示意图。将图1称作“部分模型”，因为通过假设开关16的电阻为零而省略了具体的补偿电流发生器。在图3中，描述了一种从图1的部分模型中省略了具有补偿电流发生器的示例实现的双桥SB类放大器的示例。0045。
15、假设部分模型用于接收具有VDD电压的系统功率。VDD的绝对值对于实施例不是具体的。例如，VDD可以是12伏DC。0046模型包括通过模式开关16可切换地彼此相连的第一桥式放大器12和第二桥式放大器14。下面详细地描述了控制模式开关16即，关断和接通的条件的各种规则和定义。从图1中省略了用于产生控制模式开关16的信号的电路，因为在阅读可以控制模式开关16即，关断和接通的各种规则和条件时，本领域普通技术人员可以容易地设计和构建执行开关控制功能的电路、并且只将传统的工程设计知识施加至本公开。0047图1涉及具有四个扬声器的示例环境，例如左前、左后、右前和右后扬声器。在如图3所述的完整实施例中，图1的。
16、示例例如可以驱动这四个扬声器示例的左前“前”和左后“后”扬声器。根据这个示例环境，下文中将第一桥式放大器12称作“前”桥式放大器12，并且将第二桥式放大器14称作“后”桥式放大器14。0048继续参考图1，前桥式放大器12和后桥式放大器可以但不必结构上相同。前桥式放大器12包括一对差分放大器18和22，放大器18称作“内部”差分放大器，并且放大器22称作“外部”差分放大器。外部差分放大器22的输出V1连接前扬声器24的一个端子。按照类似的方式，内部差分放大器18的输出V2连接前扬声器24的另一个端子。为了在进一步详细的描述中的参考目的，外部差分放大器22的输出处的电压任意标记为“V1”，并且内。
17、部差分放大器18的输出处的电压任意标记为“V2”。0049外部差分放大器22具有“”端子和“”端子。“”端子接收外部产生的信号，任意地标记为VIN_F，例如所述外部产生的信号可以是双通道立体声系统图1中未示出的左通道的前衰减器FADER/分流器SPLITTER图1中未示出部分。例如，VIN_F可以是上述示例AUDIO_FRONTT。在这种示例中，其他外部产生的信号VIN_R示出为与后桥式放大器14的外部差分放大器36的“”输入端子相连可以是VIN_F的反转版本，即VIN_F的相反相位。例如，VIN_R可以是上述的示例AUDIO_REART信号。例如，依赖于前后音量衰减器的设置，VIN_F和VI。
18、N_R可以具有也可以不具有相同的幅度。然而，VIN_F和VIN_R不必是相同信号的相反相位。相反，除非VIN_F和VIN_R在相位和幅度上彼此相同，根据各种示例实施例的双模SB类放大器将提供功率效率中的统计改进。0050参考图1，放大器18的“”输入端经由连接19连接至第二或后桥式放大器14的内部差分放大器20的“”输入端。如图1所示，连接19称作“ACGND”，由于考虑到后面部分中进一步详细描述是清楚明白的原因。内部差分放大器18的“”输入端子经由反馈电说明书CN104143963A4/9页7阻器30连接至放大器的输出，并且经由另一个反馈电阻器32连接至公共节点33。如本领域普通技术人员可以。
19、理解的，电阻器30和32形成反馈电路，用于控制内部差分放大器18的输出电压标记为V2。0051同样地，外部差分放大器22的输出经由反馈电阻器26连接至放大器22的“”输入端，并且“”端子也通过电阻器28连接至公共节点33。因此，电阻器26和28形成了用于外部差分放大器22的反馈电阻电路，并且它们的比率设置了V2/VIN_F曾益。0052图1示出了具有“R2”值的电阻器26，并且示出了具有“R1”值的电阻器28。为了描述的目的，可以假设R2等于R1，将外部差分放大器22相对于VIN_F输入端的增益设置为V21R2/R12。同样地，可以假设电阻器30的R2值等于电阻器32的R1值。绝对电阻值R1和。
20、R2，即电阻器26、28、30和32以及后桥式放大器14的相应电阻器40、42、44和46的绝对电阻值对于这些实施例不是特别的。可以通过应用传统的放大器设计方法来容易地确定这些值。0053前桥式放大器补偿电流源34连接至公共节点33，并且配置为基于VIN_F和VIN_R的一个或另一个来将电流ICOM_FRONT反馈至公共节点、或者从公共节点33汇聚电流ICOM_FRONT。0054根据一个实施例，“固定的公共节点电压”实施例，ICOM_FRONT是基于VIN_F，并且同样地，通过后桥式补偿电路48馈送或汇聚的ICOM_REAR电流是基于VIN_R。根据这一方面配置的具有前桥式补偿电路34和后桥。
21、式补偿电路48的双模SB类放大器的结果将前公共节点33处的电压VCOM_FRONT保持等于后桥式放大器14的后公共节点47处的电压VCOM_REAR。0055固定公共节点电压实施例因此保持了V2V3。保持V2和V3等于VDD/2，所述VDD/2是前桥式放大器12的内部差分放大器18的“”输入端子和后桥式放大器的内部差分放大器20的“”输入端子之间的连接19处的ACGND电压。当VIN_F在放大至V1之后超过VDD/2或者VIN_R在放大至后桥式放大器的外部差分放大器36的输出处的V4之后超过VDD/2时，固定公共节点电压实施例也控制了模式开关关断，从而将双模SB类放大器切换至分离放大模式。00。
22、56根据称作“自适应公共节点电压”实施例的其他示范实施例，与前公共节点33相连的前桥式放大器补偿电流源34发出或汇聚基于VIN_R信号的电流ICOM_FRONT。同样地，与后公共节点47相连的后桥式放大器补偿电流源48发出或汇聚基于VIN_F的电流ICOM_REAR。按照这种方式产生的ICOM_FRONT和ICOM_REAR的结果是将V2设置为等于V3，但是处于公共电压，公共电压是VIN_F和VIN_R的平均，因此命名为“自适应公共节点电压”。0057后桥式放大器与前桥式放大器同样地配置。更具体地，内部差分放大器20的输出端子V3与第二负载28的一个端子相连。第二负载38的另一个端子与外部差分。
23、放大器36的输出端子V4相连。电阻器40和42形成了针对内部差分放大器20的反馈电路，将内部差分放大器20的输出与放大器20的“”输入端和公共节点47相连。电阻器44和46形成了反馈电路，所述反馈电路将外部差分放大器36的输出与放大器36的“”输入端子和公共节点47相连。与连接至前桥式放大器12的公共节点33的前述前桥式放大器补偿电流源34类似，后桥式放大器补偿电路48连接至公共节点47，并且配置为馈送或汇聚基于VIN_F和VIN_R的一个或另一个的电流ICOM_REAR。另外，将给定的驱动信号VIN_R输入至说明书CN104143963A5/9页8外部差分放大器的“”端子。0058现在将与模。
24、式开关16的相关操作仪器描述前桥式放大器补偿电路34和后桥式放大器补偿电路48的各种示例方面。0059总的来说，前桥式放大器补偿电路34和后桥式放大器补偿电路48的目的是当接通模式开关16时，保持V2和V2恒定并且彼此相等，将前桥式放大器12和后桥式放大器14设置为串联。在实际实施方式中，V2和V3之间的唯一差异在于模式开关16上的电压，所述差异是由于从前桥式放大器12的内部差分放大器18的输出流到后桥式放大器的内部差分放大器20的输出的电流与RSWITCH相乘引起的，或者反之亦然。0060理想地，RSWITCH应该为零，并且为了帮助将描述集中于实施例的新颖方面的目的，将假设理想开关16。00。
25、61参考图1，前桥式放大器补偿电路34和后桥式放大器补偿电路48可以配置为分别向前公共节点33和后公共节点47施加电流ICOM_FRONT和ICOM_REAR0062假设电阻器28的电阻是R1等式10063假设电阳器46的电阳是R1等式20064结果是V2和V2是恒定的并且等于AC地。整个输入电压VIN_F在电阻器28的R1电阻两端，并且整个输入电压VIN_R在电阻器46的相同R1电阻两端。放大器的公共输出电压扬声器的有效中点抽头随着输出电压的一半而改变。0065当V1达到其最大值1/2VDD时，下文中称作VIN_MAX，必须关断模式开关16，因为不能串联地切换前放大器12和后放大器14，并且。
26、V2和V3将变得不相等。现在，公共输出电压必须回到AC地。这可以通过以下方式来实现基于电流，在VIN_F或VIN_R的绝对值达到VMAX、开关16关断并且将双模SB类放大器切换至其分离放大模式之后，控制前桥式放大器补偿电路34和后桥式放大器补偿电路48施加电流ICOM_FRONT和ICOM_REAR0066等式30067等式40068如从等式14中可以看出的，只要VIN_F和VIN_R两者都在VMAX/2范围内，ICOM_FRONT和ICOM_REAR分别与VIN_F和VIN_R成正比地增加和降低。当VIN_F或VIN_R的任一个超过VMAX/2时，相应的公共电流ICOM_FRONT和/或IC。
27、OM_REAR开始降低，这意味着在公共输出电压中实质上不存在不连续性。0069图2示出了根据示例等式14的一个示例电流传递函数的示例图形表示，用于控制前桥式放大器补偿电路34和后桥式放大器补偿电路48来发出或汇聚电流ICOM_FRONT和ICOM_REAR，以实现V2和V3的必要值。水平轴52表示相对于所述电压的电压VIN，其中“VIN”是参考图2的前桥式放大器补偿电路34的特性的VIN_F，并且是参考图2的后桥式放大器补偿电路48的特性的VIN_R。0070垂直轴54表示相对于VIN的ICOM电流，其中“ICOM”表示当参考图2的前桥式放大器补偿电路34特性时的ICOM_FRONT，并且表示。
28、当参考图2的后桥式放大器补偿电路48说明书CN104143963A6/9页9的特性时的ICOM_REAR电流。0071参考图1和图2，等式1和2应用于图2上的点56和58之间的VIN电压带，所述带是负VMAX/2和正VMAX/2之间的带。这些电压是接通模式开关16时的电压。如果VIN在VMAX/2以上或者在负VMAX/2M以下，模式开关16关断。对于范围从负VMAX/2到负VMAX的VIN电压，等式3和4应用于ICOM降低直到达到VMAX为止的情况。如果VIN小于VMAX，前扬声器和后扬声器的至少一个两端的电压将削波。类似地，对于范围从正VMAX/2到正VMAX的VIN电压，等式3和4也应用，。
29、并且ICOM降低直到达到VMAX为止，超过VMAX放大器将削波。如果VIN大于VMAX，前前扬声器和后扬声器的至少一个两端的电压将削波。0072应该理解的是等式和相关描述可以具有微小的近似，因为在它们相应的输出电压和输出电压的方面，外部差分放大器22和36的增益是0073等式5，0074而，对于在尾TAIL处的共模注入信号的增益是0075等式60076参考图1的部分模式的在先内容描述了当接通模式开关16时产生相等的V2和V3。然而与模式开关16使用的技术无关，存在图1上标记为RSWITCH的电阻值。0077因此，对于实际的实施方式，V2和V3必须具有与通过模式开关16的电流乘以RSWITCH相。
30、等的差值。如果没有提供这种差值，电流不能流动。另外，如果将V2和V3设置为与模式开关16两端的电压降相对应，那么如本发明的发明人所发现的，由内部差分放大器18和20发出或汇聚的电流将具有相同的幅度，并且沿相同的方向。基于这种信息，以下的两个示例装置可以用于控制V2和V3。0078第一装置是前馈控制装置，例如计算所要求的V2和V3，并且将这种前馈值馈送至例如内部差分放大器18和20。第二装置是例如通过检测由内部差分放大器18和20的每一个输出或汇聚的电流来实现的反馈控制，并且基于检测的插值来发出或汇聚附加的补偿电流至前公共节点33和后公共节点47。0079图3示出了根据一个或更多实施例的一个示例。
31、双桥切换SB放大器，具有根据一个反馈型切换电压控制方面的示范性切换电压控制电路的一种示例实施方式，如前所述用于控制V2和V3。应该理解的是图3描述了作为图1部分模型的改进的示例，因此用类似的参考数字标记类似的部件和特征。0080参考图3，对于最大效率，零电流应该在内部差分放大器18和20之间流动，因为如果可以确保这种条件，能够在前扬声器24和后扬声器28之间共享的电流将流过模式开关。用于确保上述条件的一种示例装置是测量内部差分放大器18和20的输出电流。例如，可以通过这些输出电流的缩放副本来进行这些测量。0081公共放大器62基于内部差分放大器18和20的电流64和66的检测，输出电流68R和。
32、68F，所述输出电流强制放大器的各个输出电流沿相同方向流动，因为由于共模电压V2和V3的变化导致电流将流过模式开关16。0082这种解决方案提供了各种显著的益处和优势。这些益处和优势之一是差分放大器18、20、22和36按照普通模式操作，因为针对模式开关16两端的电压补偿了V1和V4，减小说明书CN104143963A7/9页10了失真。0083这些益处和优势的另一个是不再需要切换差分放大器18、20、22和36，因此不存在附加的切换失真。0084各种优势和特征中的再一个是放大器的电阻保持较低，因为负载例如前负载24和后负载28是电压驱动的。模式开关16的电阻不再位于信号路径中。0085附加的。
33、控制回路62、64、66和68F和68R只影响共模电压，因为附加的控制回路不处于信号路径中，并且如前所述，控制回路也补偿了由前补偿电流源34和后补偿电流源48产生的补偿电流ICOM_FRONT和ICOM_REAR的不精确性。0086根据一个或多个示范实施例，可以使得电压V2和V3是自适应的，使得根据一个或多个实施例的双模SB类放大器可以在较高比例的时间内或者在较高的统计概率下保持处于串联放大模式。根据一个方面，通过将所述示例中的共模输出电压即，V2和V3自适应为VIN_F和VIN_R来获得这种特征。根据这一方面的一个示例实施方式是通过向尾处施加不同的公共电流、而不是如等式14所描述和图2中所示。
34、的，来改进图3的版本及其包括的部分模式。根据一个方面，可以使用以下等式来产生ICOM_FRONT和ICOM_REAR电流0087等式70088等式80089然后强制电压V2和V3等于0090等式90091等式100092结果是V2和V3彼此相等，而不是VDD/2，它们是VIN_F和VIN_R的平均，经受以下条件0093VIN_FVIN_F而|VIN_F|限于|VIN_MAXVIN_R|110094VIN_RVIN_R而|VIN_R|限于|VIN_MAXVIN_F|120095所产生的ICOM_FRONT和ICOM_REAR电流是前馈电流，所述前馈电流是与如图2所示的VIN相关地产生的。0096。
35、在图3中，放大器GM5是保持来自GM2和GM3的电流沿相同方向流动所需要的附加反馈控制。按照这种方式，强制共享的信号电流通过开关。这意味着由于两个BTL放大器之间的共模偏移，电流将流过开关。0097因此在图3的电路中，基于输入信号VIN_F和VIN_R，产生了共模电流ICOM_FRONT和ICOM_REAR两者，使得输出V2和V3在半电源处是恒定的，并且接通了开关。当负载上的电压不能在电源单元内供应时，关断开关，并且减小共模电流直到BTL级的输出完全削波为止。0098为了简化系统稳定性，共模尾电流的产生和开关的控制是基于输入信号VIN_F和VIN_R的值，从而试用了前馈方法。0099得出了必须。
36、施加至桥接式负载的尾的电流，以便保持V2和V3恒定。说明书CN104143963A108/9页110100在非削波条件期间，上述系统如上所述地工作。然而，放大器GM1至GM4的任一个的输出级之一的削波将在相应的输出级中引入延迟。0101现在，使用前馈控制生基于输入信号的信息的条件，系统决定接通级GM2和GM3之间的开关，同时由于所述延迟，它们将或者处于电源或者接地。最大交叉电流处于VSUPPLY/RSWITCHRON，GM2RON，GM3的范围内。0102因为典型的开关电阻在欧姆范围内例如，约01欧姆，主要通过RSWITCH的值来确定电流。这意味着假设一定的开关电阻，交叉电流将增加，用于增加V。
37、SUPPLY的值。0103图4示出了两个削波放大器的示例，其中GM2的输出是接地电平，而GM3的输出处于供电电压电平。当基于输入信号，系统决定基于前馈控制来接通开关时，这导致了由箭头70所示的较大交叉电流。0104因此出现了问题在削波期间，放大器按照桥接式负载模式操作，并且BTL一半处的输出或者处于电源或者接地，并且开关关断。当输入电压变化时，输出引入了一定的延迟。0105图5示出了非削波BTL信道的信号，而图6示出了当BTL信道正在削波时引入的延迟。如示意性地所示，图6中的信号较大以表示削波。在图6中示出了遵循输入电压变化的延迟。0106从图5和图6可以看出，基于前馈原理，系统决定太早接通开。
38、关，同时全供电电压仍然在开关上。这导致了流过开关的较大交叉电流，通过放大器GM2/GM3汇聚/发出所述交叉电流。0107本发明目的在于防止由基于前馈的开关控制产生的输出级中引入的延迟而引起的系统中的大电流。0108防止大交叉电流的益处是0109不会由于高电流触发了器件电流保护而引起音频孔；0110不会由于电学过压条件而损坏功率级和开关；0111没有在非SOI基工艺中可能发生的闭锁LATCHUP；0112通过防止过早接通模式开关，可以避免高交叉电流；0113本发明是基于检测输出是否仍然削波，然后防止接通模式开关。0114可以按照以下模式检测输出的削波0115通过测量系统误差信号来检测放大器回路是。
39、否失调；0116关于供电电压测量开关上的电压；0117相对于地或供电电压测量输出电压；0118将基于用于检测削波的以上第三种方法示出了示例。这可能是现有设计中最简单的实现方式。0119在图7中示出了电路。只示出了图1的已知电路的相关部分四个放大器GM1至GM4、模式开关和两个负载。0120削波检测电路包括两个削波检测单元71、72，用于检测与开关相连的输出节点V2和V3是否正在削波。0121两个削波检测器71、72检测与开关相连的输出的高侧和低侧削波。将削波检测信号与逻辑或门74相组合，然后通过延迟单元76添加延迟。添加延迟以引入对假信号的滤说明书CN104143963A119/9页12波，并。
40、且在输出从削波恢复之后接通模式开关之前增加安全余量。0122只要检测到削波条件削波为高并且延迟的输出削波延迟为高，防止模式开关控制逻辑78“SB逻辑”接通模式开关。0123为了确保总是检测到削波，削波检测电路71、72的阈值电平应该在所有的使用情况条件例如，高温、高电流、工艺扩展期间在功率晶体管上的最差情况电压降以上。0124对于音频应用，延迟滤波器的定时在几微秒的量级，例如在1和10微秒之间。针对音频信号的20KHZ最大频率与50微秒的时间段相对应。定时考虑是延迟应该足够小，以确保在最差操作条件下没有干扰。使用软切换来设计系统，以改进总谐波失真“THD”性能。当开关过迟接通时，可以引起突然切。
41、换，从而折中了THD。0125延迟也应该足够高，以允许针对小故障的一些滤波，并且具有足够的安全余量。0126当从削波中出来时，增加延迟时间减小了交叉电流。0127图8示出了在144V的典型供电电压的削波条件下，没有改进本发明的情况下SB类结构的仿真结果。0128顶部的两条曲线示出了两对差分输出V1、V2和V3、V4。第三曲线示出了电流I，所述电流I是针对具有4欧姆负载的一个电桥的总电源电流。因为供电电压是144V，并且在功率器件上存在约04V的电压降，削波期间的电流是214V/47A。在转变期间，将大的交叉电流叠加到电源电流上。0129第四条曲线示出了流过模式开关ISWITCH的电流。0130。
42、在全供电电压在开关上时，通过开关看到了大于6A的高交叉电流尖峰80。将这种交叉电流叠加到已经高的电源电流上。开关将V2和V3短接，引起强制V2和V3彼此相等。0131图9示出了相同的仿真，但是使用图3的电路。不存在通过模式开关的大交叉电流。0132图10示出了模式开关处的电压V2和V3。当输出电压削波时，或门54的输出处的电压VCLIP变为高。通过延迟器76将这种信号延迟，以产生电压VCLIPDELAY。将电压VCLIPDELAY提供给控制逻辑78，并且只要VCLIPDELAY为高，防止接通开关。0133本发明可以用于音频放大器中，例如使用SB类高效率原理的汽车音频放大器。放大器是高效率的四Q。
43、UADAB类放大器，具有全诊断功能FULLDIAGNOSTICS。0134本领域普通技术人员根据附图、公开和所附权利要求的研究，在实践所要求的本发明时可以理解和实现对于所公开实施例的其他变化。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件和步骤，并且不定冠词“一个”不排除多个。唯一的事实在于在相互不同的从属权利要求中引用的特定措施不表示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任意参考符号不应该解释为限制范围。说明书CN104143963A121/9页13图1说明书附图CN104143963A132/9页14图2说明书附图CN104143963A143/9页15图3说明书附图CN104143963A154/9页16图4说明书附图CN104143963A165/9页17说明书附图CN104143963A176/9页18图7说明书附图CN104143963A187/9页19图8说明书附图CN104143963A198/9页20图9说明书附图CN104143963A209/9页21图10说明书附图CN104143963A21。