基于双向饱和电流传感器的电流检测电路及其驱动方法技术领域
本发明涉及一种耐高温电流检测电路，尤其是涉及一种基于双向饱和电流传感器
的耐高温电流检测电路。属电力电子领域。
背景技术
在电机驱动器的控制策略中，功率器件的开关频率直接来源于检测电流。因此，Si
基变换器采用如霍尔传感器、电阻分流器等电流检测方法实现电流检测。
随着新型SiC器件的迅速发展，基于SiC器件的电机驱动器能够广泛应用于例如多
电飞机、电动汽车及石油钻井等高温场合，这些场合的工作环境温度超过200℃。但是，受限
于温度，基于Si变换器的电流检测方法难以适用于SiC基耐高温变换器。罗氏线圈、霍尔传
感器及电阻分流器等电流检测方式应用在高温变换器电流检测中都有局限性，采用磁环作
为电流传感器具备高温工作能力，且具备隔离及检测AC/DC功能。高温电流检测是现阶段
SiC基耐高温变换器能否实现的关键问题之一，引起研究工作者的重视。
现有电流检测通常采用电阻分流器实现电流检测，电阻分流器检测电路损耗均加
于电阻上，损耗较大；且未能实现隔离功能，高压信号易于串入低压芯片致其损坏，影响检
测电路可靠性能。电阻分流器所用电阻在宽温度范围内温漂及降额现象不可忽略，阻值及
耐压等级均明显降低，影响电流检测的精度。
其他文献给出了隔离电流检测方法，提出采用罗氏线圈传感器测量变换器开关管
的瞬态特性。但是，罗氏线圈需要额外的辅助电路，且在低频段及测量直流电流时磁芯处于
饱和状态。因此，罗氏线圈只能用于测量交流电流，实用性不强。基于霍尔效应的传感器及
基于磁阻、磁光效应的互感器也是电流检测的方法之一，这些传感器能够测量直流电流及
交流电流。光电传感器测量频带较宽，但受限于非线性，且其电气特性表现出较强的温度依
赖性，不适用于耐高温变换器。霍尔效应传感器是基于位于磁芯气隙的霍尔型器件来检测
直流或几十kHz的交流成分，但霍尔元件难以耐受200℃以上高温环境，
归纳以上电流检测方法可见，目前Si基变换器的电流检测方法均难以满足SiC基
耐高温变换器可靠高温工作能力、高精度、低损耗、具备隔离及AC/DC检测能力。采用磁环制
成的电流传感器能满足SiC基耐高温变换器的要求，理想磁性元件的矫顽力为零，但实际电
流传感器磁性材料的剩磁及矫顽力使检测电流产生误差，需要消除矫顽力Hc对检测电流的
影响。此外，磁性材料B～H曲线随温度发生漂移，使检测电流受温度影响较大，故需要对检
测电流实现温度差异的补偿。磁性元件饱和后电流增加速度极快，电流误差补偿电路应具
备超快速响应能力。对磁性材料的选择，其居里温度应高于工作温度，且具有较高的饱和磁
通密度和磁导率。还应考虑宽温度范围内电阻等无源元件的温度稳定特性。综上所述，具有
补偿功能的磁环式电流传感器满足耐高温变换器电流检测的要求，能够作为耐高温变换器
电流检测方法。
发明内容
本发明旨在克服现有技术的不足，提供一种基于饱和双向电流传感器的耐高温电
流检测电路及其驱动方法，该电流检测电路的优点主要体现在具备隔离能力、高温工作能
力、高精度及快速响应能力。
本发明提供的基于双向饱和电流传感器的电流检测电路，该电流检测电路包括磁
环式电流传感器、H桥电流检测电路及桥臂功率器件驱动电路；所述的磁环式电流传感器原
边为电机驱动器中待测SiC MOSFET的漏极引脚；副边绕接在磁环上，与H桥电流检测电路相
连；所述的H桥电流检测电路包括供电电源VCC、功率器件T1、T2、T3及T4及限流电阻Rs；所述的
桥臂功率器件驱动电路包括比较器及D触发器，实现H桥功率器件开关状态的切换。
所述H桥电流检测电路具体为，上桥臂为功率器件T1、T3，下桥臂为功率器件T2、T4；
磁环式电流传感器副边跨接在上、下桥臂中点之间，上桥臂功率器件T1、T3分别跨接在供电
电源VCC及磁环式电流传感器副边之间，下桥臂功率器件T2、T4分别跨接在限流电阻Rs及电流
传感器副边之间，所述限流电阻Rs跨接在接地端GND及下桥臂功率器件T2、T4之间。
所述桥臂功率器件驱动电路具体为，所述比较器的输出端连接D触发器的时钟信
号引脚，所述D触发器包括输出端Q和Q'，其中，输出端Q连接H桥电流检测电路中的功率器件
T1、T4的栅极，输出端Q'连接H桥电流检测电路中的功率器件T2、T3的栅极；所述比较器的正
输入端连接功率器件T2与T4的源极，负输入端接地。
所述的磁环式电流传感器原边匝数为1，副边匝数为Ns。
基于双向饱和电流传感器的电流检测电路驱动方法，通过采样限流电阻Rs两端的
电压isRs与比较器的基准电压相比较，输出到D触发器的时钟信号引脚，当D触发器的时钟信
号为上升沿时，其输出Q、Q'翻转，从而实现H桥功率器件开关状态的切换。
当功率器件T1、T4导通时，磁环式电流传感器副边电流逐渐增加至正向饱和区后，
迅速增加到最大值ismax，此时比较器输出为上升沿，H桥切换为T2、T3导通，磁环式电流传感
器副边电流逐渐降低至负向饱和区后，迅速减小到最小值-ismax，此时比较器输出再次为上
升沿，H桥切换为T1、T4导通，依此循环。
在开通或关断瞬间采用所述待测SiC MOSFET所能承受的极限栅极驱动电压，在导
通或关断时采用不对称栅极驱动电阻，当所述待测SiC MOSFET关断时将采用防反流二极管
将H桥电流检测电路桥臂导通功率器件的通态电阻Rds(on)短路，磁环式电流传感器存在正向
矫顽力Hc及负向矫顽力-Hc。，在宽温度变化范围下矫顽力产生温度漂移，其大小分别为ΔHc
及-ΔHc。磁环式电流传感器副边双向饱和工作方式使正负向剩磁及其温度漂移互相抵消。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
本发明为具有隔离功能的耐高温交流/直流电流检测电路，可同时解决以下三方
面问题：(1)磁环式电流传感器具有隔离功能(2)双向工作的H桥电路能够实现宽温度范围
下剩磁及矫顽力的温度补偿(3)实现超过250℃耐高温工作能力及交流/直流电流检测。
附图说明
以下将结合附图对本发明作进一步说明：
图1是本发明中的磁环式双向饱和电流传感器磁滞回线；
图2是本发明中的副边H桥电流检测电路图；
图3是本发明中的H桥功率器件驱动电路图；
图4是本发明中的H桥电流检测电路工作模态图；
图5是本发明中的H桥电流检测电路工作模态图；
图6是本发明基于双向饱和电流传感器的电流检测电路图；
图7是本发明中的电流传感器副边电流is时序图；
图中：VCC-高压电源，GND-接地端，T1、T2、T3及T4-H桥电流检测电路上下桥臂的功率
器件，L(is)-电流传感器副边电感；
RS-限流电阻，Rds(on)-H桥中导通功率器件的通态电阻。
具体实施方式
本发明实施例提供一种基于双向饱和电流传感器的电流检测电路及其驱动方法，
为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发
明作进一步详细描述。通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不
能解释为对本发明的限制。
本发明提出了一种适用于耐高温电机驱动器的高精度、快速响应电流检测电路，
采用磁环制成的双向饱和电流传感器能满足SiC基耐高温变换器的要求。实际电流传感器
磁性材料的剩磁及矫顽力使检测电流产生误差，需要消除矫顽力Hc对检测电流的影响。此
外，磁性材料B～H曲线随温度发生漂移，使检测电流受温度影响较大，故使磁环工作在双向
饱和方式，使磁滞回线随温度的漂移互相抵消，实现宽温度范围的补偿。磁性元件饱和后电
流增加速度极快，电流误差补偿电路应具备超快速响应能力。
如图1所示，t1～t3时刻，磁环正向导通，且未饱和，当t3时刻磁环饱和，Hs迅速减
小，在t4时刻达到负向最大值；t5～t7时刻，磁环反向导通，且未饱和，当t7时刻磁环饱和，
Hs迅速增大，在t8时刻达到负向最大值。
具体的，如图6所示，本发明提供的基于双向饱和电流传感器的电流检测电路，包
括磁环式电流传感器、H桥电流检测电路及桥臂功率器件驱动电路；所述的磁环式电流传感
器原边为电机驱动器中待测SiC MOSFET的漏极引脚；副边绕接在磁环上，与H桥电流检测电
路相连；所述的H桥电流检测电路包括供电电源VCC、功率器件T1、T2、T3及T4及限流电阻Rs；所
述的桥臂功率器件驱动电路包括比较器及D触发器，实现H桥功率器件开关状态的切换。
其中，如图2所示，所述H桥电流检测电路具体为，上桥臂为功率器件T1、T3，下桥臂
为功率器件T2、T4；磁环式电流传感器副边跨接在上、下桥臂中点之间，上桥臂功率器件T1、
T3分别跨接在供电电源VCC及磁环式电流传感器副边之间，下桥臂功率器件T2、T4分别跨接在
限流电阻Rs及电流传感器副边之间，所述限流电阻Rs跨接在接地端GND及下桥臂功率器件
T2、T4之间。
如图3所示，所述桥臂功率器件驱动电路具体为，所述比较器的输出端连接D触发
器的时钟信号引脚，所述D触发器包括输出端Q和Q'，其中，输出端Q连接H桥电流检测电路中
的功率器件T1、T4的栅极，输出端Q'连接H桥电流检测电路中的功率器件T2、T3的栅极；所述
比较器的正输入端连接功率器件T2与T4的源极，负输入端接地。
所述的磁环式电流传感器原边匝数为1，副边匝数为Ns。
基于双向饱和电流传感器的电流检测电路驱动方法，通过采样限流电阻Rs两端的
电压isRs与比较器的基准电压相比较，输出到D触发器的时钟信号引脚，当D触发器的时钟信
号为上升沿时，其输出Q、Q'翻转，从而实现H桥功率器件开关状态的切换。
如图4、5所示，当功率器件T1、T4导通时，磁环式电流传感器副边电流逐渐增加至正
向饱和区后，迅速增加到最大值ismax，此时比较器输出为上升沿，H桥切换为T2、T3导通，磁环
式电流传感器副边电流逐渐降低至负向饱和区后，迅速减小到最小值-ismax，此时比较器输
出再次为上升沿，H桥切换为T1、T4导通，依此循环。
在开通或关断瞬间采用所述待测SiC MOSFET所能承受的极限栅极驱动电压，在导
通或关断时采用不对称栅极驱动电阻，当所述待测SiC MOSFET关断时将采用防反流二极管
将H桥电流检测电路桥臂导通功率器件的通态电阻Rds(on)短路，磁环式电流传感器存在正向
剩磁Hc及负向剩磁-Hc。，在宽温度变化范围下剩磁产生温度漂移，其大小分别为ΔHc及-Δ
Hc。磁环式电流传感器副边双向饱和工作方式使正负向剩磁及其温度漂移互相抵消。
实施例
本发明电路的工作原理为：原边电流ip与原边磁场强度Hp的关系为：Hp＝(ip·Np)/
lm；H桥功率器件T1、T4导通时的副边电流is1、T2、T3导通时的副边电流is2分别与副边磁场强
度的关系为：ΔHs1＝(is1·Ns)/lm、ΔHs2＝(is2·Ns)/lm。从电流传感器副边的磁滞回线可以
看出：Hp＝(ΔH1+ΔH2)/2。故待测源边电流可以由两个副边电流表示：ip＝Ns(is1+is2)/2Np。
从电流传感器副边的磁滞回线可以看出，其正半轴及负半轴的剩磁分别为Hc及-
Hc。当温度升高时，正负剩磁的大小会发生温度漂移，但正向剩磁增加的幅度与负向剩磁减
小的幅度ΔHc基本相同。若能将正负剩磁相互抵消，不仅抑制了剩磁在宽温度范围下的温
度漂移现象，也消除了实际变压器中原有剩磁Hc对副边电流检测产生的误差。
若初始状态为T1、T4导通，当电流传感器副边饱和后，电流传感器副边等效为短路，
副边电流is及限流电阻上的电压isRs将迅速增加，当限流电阻Rs上的电压isRs大于基准电压
uref时，比较器输出高电平给D触发器的时钟信号，此时D触发器的输出Q、Q'翻转为Q为低电
平，Q'为高电平切换为T2、T3导通。
若初始状态为T2，T3导通，当电流传感器副边饱和后，电流传感器副边等效为短
路，副边电流is及限流电阻上的电压isRs将迅速增加，当限流电阻Rs上的电压isRs大于基准
电压uref时，比较器输出高电平给D触发器的时钟信号，此时D触发器的输出Q、Q'翻转为Q为
高电平，Q'为低电平，切换为T1、T4导通。
如图7所示，t1～t3时刻，磁环正向导通，且未饱和，副边电流缓慢增加；当t3时刻
磁环饱和，Hs迅速减小，在t4时刻达到负向最大值，副边电流迅速增加到最大值ismax；t5～
t7时刻，磁环反向导通，且未饱和，副边电流缓慢下降，当t7时刻磁环饱和，Hs迅速增大，在
t8时刻达到负向最大值，副边电流迅速下降到最小值-ismax。
以上实施例只是本发明的一个具体的实施电路原理图，并不以此限定本发明的保
护范围。任何基于本发明所做的等效变换电路，均属于本发明保护范围。