正交接收机的校准 本发明涉及正交接收机的校准。这种接收机例如是运行在所谓的2.4GHz ISM频段的接收机，或者可以是任何其它合适的接收机。
美国专利No.5,949,821揭示了解调使用同相和正交分量的信号的无线通信设备。该无线通信设备具有均衡器，用于校正相位和增益的不平衡性，否则这种不平衡性会使得接收信号失真。均衡器确定接收信号的同相和正交分量的峰值幅度。在同相与正交分量之间的相位失衡是通过峰值幅度来确定的。峰值幅度和相位失衡被使用来调节同相和正交分量中至少一个分量，以便校正它们之间的任何失衡。相位估值器估值在同相与正交分量之间的相位失衡，这些分量是由一对混频器通过与各个有关的sin(ωt)和cos(ωt)信号相混频而与被采样的下变频的接收信号分开的。相位失衡被确定为X和Y地乘积的反正弦函数、其中，X等于2除以未校正的同相和正交分量的峰值估值的乘积，Y等于在未校正的同相和正交分量之间的互相关。因此均衡器校正接收信号(即有用信号)的幅度和相位不平衡性。
本发明的目的是提供一种带有本地振荡器的正交分量的相位调节从而可以使用代表窄频带噪声信号的正交输出信号的正交接收机。
本发明的另一个目的是提供一种正交接收机，其中这样的相位调节与在接收机的同相和正交分支中的增益误差无关。
本发明的另一个目的是提供一种正交接收机，其中这样的相位调节使用从接收机的互相关正交输出信号得出的相位调节信号。
按照本发明，提供了校准接收机的方法，该方法包括：
确保所述接收机的输入端没有接收有用的信号；
对由所述接收机提供的正交输出信号进行互相关，所述正交输出信号代表噪声信号；以及
调节正交本振信号的相对相位，该正交本振信号被使用来通过对接收信号进行下变频而产生所述正交输出信号，所述已调节的相对相位是从所述互相关的正交输出信号得出的。
本发明是基于这样的想法，在接收机中前面的部位(即，在接收信号下变频时)产生平衡的正交信号，从而不需要更复杂的相关，以及还基于这样的想法，低通滤波的噪声信号的互相关提供代表相位失衡的信号，该相位失衡与接收机的同相和正交分支中的增益误差无关。
在一个实施例中，该接收机是零中频接收机。在本实施例中，正交本地振荡器的相对相位被设置为最小互相关值。在本实施例中，由交流耦合器去除在同相和正交分支中的直流偏移是有益的。
在另一个实施例中，接收机是低IF(中频)接收机。在本实施例中，正交本地振荡器的相对相位被设置为零相关值。
为了确保在相位校准期间不接收有用的信号，接收机的输入端可以与接收有用信号的天线解除耦合。由此，确保互相关完全是基于噪声信号的。
图1是具有按照本发明的接收机的收发信机的方框图。
图2是显示按照本发明的本地振荡器的相位调节的实施例的电路图。
图3显示按照本发明的低通滤波的信号的互相关。
图4显示按照本发明的零IF接收机中的互相关。
图5是显示按照本发明的相位调节的流程图。
在所有的图上，相同的参考数字用于相同的特征。
图1是按照本发明的收发信机1的方框图。在给出的例子中，收发信机1运行在所谓的2.4GHz ISM(工业、科学和医学)频段，以及收发信机是所谓的零IF收发信机，它以相同的频率进行接收和发射，这样，只需要一个调谐振荡器。收发信机1可以是所谓的零IF(中频)或低IF接收机。收发信机1包括接收分支2和发射分支3。本发明也可以在接收机中实施。在这种情形下，不存在发射分支。接收分支2包括低噪声放大器(LNA)4，它通过滤波器6和发送/接收开关7被连接到天线5。LNA4被耦合到设置在相关的同相和正交接收分支中的一对正交混频器8和9。混频器8通过可调节增益的放大器10被耦合到低通滤波器11。低通滤波器11通过AC耦合器12被耦合到模拟数字变换器13。混频器9通过低通滤波器14被耦合到AC耦合器15。AC耦合器15被耦合到模拟数字变换器16。在零IF收发信机的情形下，可以提供AC耦合器12和15，以用来去除在接收分支2中的直流(DC)偏移误差。模拟数字变换器13和16是基带处理装置17的一部分，并且用于提供对接收的射频信号进行下变频而得出的正交的信号vI(t)和vQ(t)的样本。正交的信号vI(t)和vQ(t)可以是零IF或低IF信号。基带处理装置17还包括处理器18、用来存储程序数据和其它非易失性数据的非易失性存储器19、用来存储易失性数据的易失性存储器20、以及数字模拟变换器21，用来提供相位调节信号22，以便调节由被包括在接收分支2中的本地振荡器装置25提供的一对正交本振信号23和24的相对相位。
按照本发明，相位调节信号22是根据在低噪声放大器4的输出端处的噪声信号vn(t)来确定的。假设大部分噪声是在混频器之前、即在LNA4中产生的。
噪声信号vn(t)可被写为：
vn(t)＝nI(t)cos(ωct)-nQ(t)sin(ωct)，其中nI(t)和nQ(t)是互相独立的零平均值高斯随机变量，以及ωc是本地振荡器频率。
在正交下变频和低通滤波后，正交的信号vI(t)和vQ(t)可从噪声信号vn(t)得出。
如图3所示，互相关和随后的积分给出代表相位失衡的信号vOUT(t)。在低IF接收机的情形下，本地振荡器的相对相位被加以调节，直至互相关提供基本上为零的输出信号为止。在零IF接收机的情形下，本地振荡器的相对相位被加以调节，直至互相关提供最小输出信号为止。
除了以上的说明以外，还有以下结果：
vI(t)＝LPF[vn(t)cos(ωct)]＝nI(t)，LPF代表低通滤波。
vQ(t)＝LPF[vn(t)αsin(ωct+θ)]，α是增益不平衡性以及θ是相位误差。
在把vn(t)＝nI(t)cos(ωct)-nQ(t)sin(ωct)代入到以上的对于vQ(t)的表示式，得出：
vQ(t)＝LPF[{nI(t)cos(ωct)-nQ(t)sin(ωct)}αsin(ωct+θ)]。
应用基本的测向(goniometric)公式，得出：
vQ(t)＝-αcos(θ)nQ(t)+αsin(θ)nI(t)，
通过对vI(t)进行低通滤波，可得出：
vI(t)＝nI(t)
对vI(t)和vQ(t)进行互相关，得到其最小值与增益误差α无关的信号：
αsin(θ)[nI(t)*nI(t)]＝Ksin(θ)，其中*是互相关算子以及K是常数。
按照本发明，正交本地振荡器的相对相位被设置为最小互相关值，由此使得正交相位失衡最小化。
图2是显示按照本发明的本地振荡器装置25的相位调节的实施例的电路图。本地振荡器装置25包括本地振荡器30，它可以是由PLL(锁相环)控制的VCO(压控振荡器)，对于该PLL提供一个稳定的参考振荡器信号。通过由电阻31和电容32构成的RC电路，得到第一正交LO信号，以及通过由电容33和受控场效应晶体管34构成的RC电路，得到第二正交LO信号，当平衡时，第一和第二正交LO信号呈现90°的相对相位。DAC 21提供相位调节信号22给场效应晶体管34，该相位调节信号22正比于相位误差。
图3显示按照本发明的低通滤波的信号的互相关。低通滤波的正交信号vI(t)和vQ(t)被提供到混频器40的输入端，混频器40被耦合到积分器41。
图4显示按照本发明的零IF接收机中的互相关。图上显示作为相位误差θ的函数的信号vOUT。相位调节信号22被设置为一个对应于在信号vOUT的最小值MIN时的相位的数值。
图5是显示按照本发明的相位调节的流程图。在方块60，确保在接收机分支2的输入端处没有有用的信号。在方块61，对接收机的正交输出信号进行互相关。在方块62，正交本地振荡器的相对相位按照最小互相关值而被调节。
通过以上所述，本领域技术人员将会看到，可以作出各种修正而不背离此后由附属权利要求书规定的本发明的精神和范围，以及因而本发明并不限于所提供的例子。词组“包括”并不排除存在与权利要求中所列举出的不相同的其它单元或步骤。