低噪声混频器.pdf

通过增加电流控制电路(109)，本发明的系统和方法提供低成本显著降低噪声的单混频器(200-400)，在本地振荡器(LO)信号(104)的极性变化过程中，电流控制电路(109)至少降低转换级(103、303、403)中的电流。提供几个可选的实施例(300-400)，其中对于具有显著降低噪声的单混频器，通过对转换级(303-403)进行进一步的修改来增强低噪声特性。

权利要求书
1.  一种低噪声混频器电路，包括：
RF输入级(102)，接收RF差动输入信号(101)，并提供差动RF输入信号(101)的放大以作为第一差动输出信号；
转换级(103)，接收所述第一输出信号，并将所述第一输出信号与来自本地振荡器(LO)(104)的差动混合输入信号混合；
第一电流源(106)，在操作上与RF输入级(102)相连以向该RF输入级(102)提供电流；
电流控制电路(151)，与RF输入级(102)、转换级(103)、第一电流源(106)以及本地振荡器(104)相连，并通过向混频器信号通路提供具有LO信号(104)的双倍频的调制信号Vctl(110)，来至少减少转换级(103)的噪声。

2.  如权利要求1所述低噪声混频器，其中：
差动混合输入信号(104)包括第一(104.1)和第二(104.2)混合输入信号；
转换级包括倍增级，该倍增级包括：
a.第一本地振荡器差动晶体管对(Q1..Q2)，包括分别与第一(104.1)和第二(104.2)混合输入相连的第一(Q1)和第二晶体管(Q2)；以及
b.第二本地振荡器差动晶体管对(Q3..Q4)，包括分别与第二(104.2)和第一(104.1)混合输入相连的第三(Q3)和第四晶体管(Q4)。

3.  如权利要求2所述的低噪声混频器，其中：
RF输入级(102)包括由第七(Q7)和第八(Q8)晶体管形成的跨导放大器(Q7..Q8)对，第七晶体管(Q7)在操作上与第一(Q1)和第二晶体管(Q2)相连，而第八晶体管(Q8)在操作上与第三(Q3)和第四(Q4)晶体管相连；
第一电流源(106)包括固定的直流偏置电流，由晶体管-电阻器组合(Q9..R3)来实现该第一电流源(106)，该晶体管-电阻器组合(Q9..R3)包括集电极与第七(Q7)和第八晶体管(Q8)的发射极相连的第九晶体管(Q9)；以及
电流控制电路(151)包括：
a.偏置耦合网络(109)，包括第二电流源(108)，并与第九晶体管(Q9)的基极相连；
b.第五(Q5)和第六(Q6)晶体管(107)，其基极分别与第一(104.1)和第二(104.2)混合输入相连，并在操作上与转换级(103)的公共偏置线以及偏置耦合网络(109)相连。

4.  如权利要求3所述的低噪声混频器，其中第二电流源(108)包括固定的直流偏置电流，由晶体管-电阻器组合(Q10..R4)来实现该第二电流源(108)，该晶体管-电阻器组合(Q10..R4)包括集电极与第五(Q5)和第六晶体管(Q6)的发射极相连的第十晶体管(Q10)。

5.  如权利要求4所述的低噪声混频器，还包括第一(R6)和第二(R7)旁路(111)，分别连接在公共偏置线与第一(Q1..Q2)和第二(Q3..Q4)本地振荡器差动输入晶体管对的每一个的发射极之间。

6.  如权利要求5所述的低噪声混频器，其中，第一(R6)和第二(R7)旁路(111)的每一个分别是第六(R6)和第七(R7)电阻器，从而在转换级(303)中汲取输入级(102)所需的直流电流的过剩量。

7.  如权利要求4所述的低噪声混频器，还包括转换级(403)周围的直流电流通路，使得流经RF输入级(102)的电流是恒定的。

8.  如权利要求7所述的低噪声混频器，其中：
转换级(403)周围的直流电流通路包括第三和第四电流源，第三和第四电流源分别连接在公共偏置线与第一(Q1..Q2)和第二(Q3..Q4)本地振荡器差动输入晶体管对的每一个的发射极之间；
第二直流偏置电流经由第五电阻器(452)在操作上与Vctl(110)以及第三和第四电流源相连，以控制转换级(403)周围的直流电流通路。

9.  一种低噪声混频器电路，包括：
RF输入级(102)，接收差动射频(RF)输入信号对(101.1-101.2)，并从中产生放大的RF输出；
混频器转换级(103)，接收放大的RF输出，并将接收的RF信号与来自本地振荡器的输入信号(104)混合，以从中产生中频(IF)输出(105)(120-121)；以及
电流控制电路(151)，在操作上连接以接收来自本地振荡器的输入信号(104)，并向输入级(102)和转换级(103)提供电流调制信号(Vctl)，以减少其中的电流。

10.  如权利要求9所述的混频器电路，其中调制信号(Vctl)具有来自本地振荡器的输入信号(104)的双倍频。

11.  一种电路(200)，用于降低基于吉尔伯特单元拓扑的混频器的噪声，该电路包括电流控制电路(151)，用于控制混频器信号通路的电流，在操作上连接以接收本地振荡器的混合输入信号(104)，并提供具有输入信号(104)的双倍频的电流调制信号(Vctl)，以至少减少在混频器的RF输入级(102)和转换级(103)中的电流。

12.  如权利要求11所述的电路(200)，其中，电流控制电路(151)包括偏置耦合网络(109)，该偏置耦合网络(109)包括由电容器(C1)和电阻器(R5)形成的电流源(108)，该偏置耦合网络(109)在操作上与混频器的第一电流源(106)相连，并经由晶体管对(Q5..Q6)(107)在操作上与混合输入信号(104)以及转换级(103)的公共偏置线(Vcc)相连。

13.  如权利要求11所述的电路(200)，还包括(300)旁路(Rshunt)，旁路(Rshunt)在操作上连接在公共偏置线(Vcc)和转换级(303)的倍增级(Q1..Q2-Q3..Q4)之间，以从转换级(303)中汲取过剩直流电流。

14.  如权利要求11所述的电路(200)，还包括(400)转换级(403)周围的直流电流通路，使得流经RF输入级(102)的电流是恒定的。

15.  如权利要求14所述的电路(400)，其中：
转换级(403)周围的直流电流通路包括分别连接在公共偏置线与转换级(403)的倍增级(Q1..Q2-Q3..Q4)之间的次级电流源；
第二直流偏置电流经由电阻器(452)在操作上与Vctl(110)以及次级电流源(M1..M2)相连，以控制转换级(403)周围的直流电流通路。

16.  一种用于降低混频器电路中的噪声的方法，包括下列步骤：
提供基于吉尔伯特单元拓扑的双平衡开关混频器，其包括RF输入级(102)和转换级(103)，并具有混频器信号通路；
向转换级(103)提供本地振荡器信号(104)，以作为混合输入信号；
用具有混合输入信号(104)的双倍频的信号Vctl(110)来调制混频器信号通路，以减少混频器的RF输入级(102)和转换级(103)中的至少一个中的电流。

17.  如权利要求16所述的方法，还包括在转换级(303)中用旁路(111)汲取输入级(102)所需的直流电流的过剩量的步骤，其中，旁路(111)连接在公共偏置线(Vcc)与转换级(303)的倍增级(Q1..Q2-Q3..Q4)之间。

18.  如权利要求16所述的方法，还提供转换级(403)周围的直流电流通路，使得流经RF输入级(102)的电流是恒定的。

19.  一种无线设备的接收机电路，包括：
接收射频(RF)输入信号(101)的天线(501)；
放大所接收的RF输入信号(101)并输出放大信号(503)的低噪声放大器(502)；以及
根据权利要求4将所放大的RF信号(503)转化成中频(IF)输出信号(105)的低噪声混频器(400)。

20.  如权利要求19所述的接收机电路，其中，无线设备是选自由无绳电话、蜂窝电话和无线连接无线电装置所组成的组。

21.  一种包括混频器的高频接收机，包含权利要求11的电路(200)，其中，高频混频器是选自由超外差接收机、卫星接收机、汽车防撞装置的雷达接收机和汽车自适应巡航控制的雷达接收机所组成的组。

说明书低噪声混频器
技术领域
本发明涉及一种噪声减少的单混频器。
背景技术
在收发机的设计中，混频器是一种重要的结构单元，因为接收机的动态范围常常受限于第一下混频器。在集成电路应用中，优先使用的是双平衡双极吉尔伯特单元混频器。
图1中示出了典型的单混频器，其包括输入级102和转换级103。在本地振荡器(LO)信号104的极性变化过程中，在转换级103中产生了大量的噪声，这是因为直流电经过该转换级。对正交混频器来说，其低噪声性能已经通过″bixer″的概念而为人所知。bixer是具有公共输入级的正交混频器，其通过电阻网络与一对转换级相连，使得大部分信号电流转向最远离平衡的转换级。
类似的低噪声性能正是单混频器所希望的。
发明内容
本发明的系统和方法提供了一种以低成本来显著降低噪声的单混频器。如图1B中所示，本发明的系统和方法增加了一个电流控制电路151，在本地振荡器(LO)信号104的极性变化过程中，电流控制电路151至少降低转换级103中的电流。
本发明的系统和方法提供了几个可选的实施例，其中对于具有显著降低噪声的单混频器，通过对转换级进行进一步的修改来增强低噪声特性。
附图说明
图1A是典型的现有技术的混频器的方框图。
图1B是根据本发明而修改的图1A的混频器的方框图；
图2示出了根据本发明的低噪声混频器电路的第一实施例。
图3示出了根据本发明的低噪声混频器电路的第二实施例；和
图4示出了根据本发明的低噪声混频器电路的第三实施例。
图5示出了根据本发明的无线设备的接收机电路。
具体实施方式
本领域的普通技术人员可以理解，提供下面的描述的目的是为了演示而非限制。技术人员可以理解，许多变更并不超出本发明的精神及所附权利要求的范围。在此描述中，可能会省略掉已知功能和操作的那些不必要的细节，以防止模糊本发明。
本发明的系统和方法提供了几个实现低噪声混频器的替代方案。
现在参看图2，基于吉尔伯特单元拓扑，晶体管Q1..Q4103同由晶体管Q7..Q8所形成的射频(RF)输入级102及由晶体管Q9和电阻器R3106所形成电流源一起形成标准双平衡开关混频器的转换级。向一对包括晶体管Q7和Q8的放大器分别提供差动输入信号101.1和101.2，其中，Q7和Q8相连以分别接收差动输入信号101.1和101.2。也就是说，差动输入101.1与晶体管Q7的基极相连，而差动输入101.2与晶体管Q8的基极相连。晶体管Q7和Q8是匹配晶体管，它们表现出相对应的晶体管特性，包括相对应的增益特性。电流源是固定的直流偏置电流，由晶体管-电阻器Q9-R3组合106实现。
混频器还包括倍增级(multiplying stage)，该倍增级包括第一对和第二对晶体管Q1-Q2和Q3-Q4，而Q1-Q2和Q3-Q4分别与晶体管Q7和Q8所形成的跨导放大器的输出信号相连。第一差动混合信号104.1是由本地振荡器(LO)产生的，并被提供给晶体管Q1和Q4的基极。第二差动混合信号104.2也是由该LO产生的，但被提供给晶体管Q2和Q3的基极。线120上所产生的第一差动输出信号是由晶体管Q2和Q4的集电极形成的，而线121上所产生的第二差动输出信号是由晶体管Q1和Q3的集电极形成的。线120连同晶体管Q2和Q4的集电极一起经由电阻器R2而与公共偏置线Vcc相连。线121连同晶体管Q1和Q3的集电极一起经由电阻器R1而与公共偏置线Vcc相连。
混频电路200将差动输入信号101.1和101.2与LO所提供的差动混合信号104.1和104.2混合在一起，以形成在线120和121上所产生的差动输出信号。当差动RF输入信号101.1和101.2被提供给混频电路200时，由LO在104.1和104.2处提供给混频电路200的混频信号的适当选择可允许混频器对输入信号进行下转换，这样，所产生的差动输出信号具有中频值。在发射机配置中，选择输入和LO频率以在线120和121上产生和频的输出信号，从而允许混频器对输入信号进行上转换。
为减少该标准混频器的噪声，在第一优选实施例中，用晶体管Q5和Q6 107来构造对上述标准拓扑的补充，这两个晶体管的基极分别与LO的差动混合输入104.1和104.2相连。晶体管Q5和Q6 107的集电极与公共偏置线Vcc相连。晶体管Q5和Q6 107、由晶体管Q10所形成的电流源108、由电容器C1和电阻器R5所形成的电阻器R4和偏置耦合网络109共同形成电流控制电路151。
在该第一实施例中，用源于晶体管Q5和Q6 107的发射极的信号Vctl 110对经过混频器信号通路的电流进行调制。Vctl 110是具有LO信号的双倍频(2*f_LO)的信号，并且，当信号LO+和LO-相等时，Vctl110达到其最小值。也就在此刻，转换级103产生最大的噪声且没有输出信号。因此，减少该时刻的电流可以减少混频器噪声，而不会对混频器200的增益产生显著的影响。
现在参照图3，在第二实施例中，用电阻器R6和R7 111扩展第一实施例的混频器，电阻器R6和R7 111分别连接在Vcc线与Q1-Q2和Q3-Q4的发射极之间，作为旁路。这些电阻器汲取输入级(Q7..Q8)102中所需的直流电流的过剩量，以改进线性度，但这绝不会导致任何有用的交流信号摆动，因为当输入级工作在它的1dB压缩点时，该输入级在支路之间只以例如75∶25％的比例共享电流(即调制深度还远达不到100％)。这个电流有助于对输入级102进行偏置，以使它的固有的噪声系数(NF)较佳，并使最佳的功率匹配和噪声匹配的阻抗较为接近，但是该电流在转换级(Q1...Q4，在LO交叉点处)中产生额外的噪声，并且在LO缓冲器中需要额外的电流驱动。
与传统的混频器相比，上述两个实施例中所公开的方法需要较多的元件和较高的电流，但是，在低噪声的应用中，无论就可达到的性能而言，还是就电流消耗而言，与通过其它手段来减少噪声的方案相比，这都可以说是一个较佳的解决方案。
第一和第二实施例的另一个缺点是输入阻抗随着频率2*f_LO的变化而变化，这是因为调制电流流过输入级(Q7...Q8)102以及转换级103。此外，该调制电流也流过电源。这两个影响可以导致频率2*f_LO的泄漏。在现有技术的电路中，由在输入晶体管对Q7..Q8的集电极处存在的在LO双倍频处的类似输入阻抗调制效应，在一定程度上对此进行弥补，电压为由晶体管对Q1..Q2和Q3..Q4的组合所引入的LO的双倍频电压。
如图4中所示，第三优选实施例对第一和第二实施例进行了改进，并避免了上述缺点。在图4中所示的电路中，经过输入级102的电流现在是恒定的。由受Vbias2控制的M1和M2所形成的电流源在转换级周围产生直流电流通路。
这汲取了输入级102中所需的直流电流的过剩量，从而改进了线性度，但是这并不导致任何有用的交流信号摆动。原因在于当低噪声放大器(图5中的LNA)工作在它的1dB压缩点时，它在支路之间只以例如75∶25％的比例共享电流(即调制深度还远达不到100％)。这个电流有助于将输入级102进行偏置，以使它的固有噪声系数(NF)较佳，并使最佳的功率匹配和噪声匹配的阻抗较为接近，但是该电流在上游(在LO交叉点处)中产生额外的噪声，并且在LO缓冲器中需要额外的电流驱动。因此，加入M1和M2电流源可改进混频器的固有NF。
此外，通过Cbias，用频率2*f_LO的同样的Vctl信号对这些电流源进行调制，该Vctl信号是由Q5和Q6 107从LO信号中得到的。这提供了一个优点，即减少了大致在LO+104.1和LO-104.2信号的数值相等的时刻经过转换级403的电流，如在本发明的第一实施例中，该时刻是在标准混频器中产生最多噪声的时刻。然而，这个调制电流不再流过输入级102或电源106，这显著减少了频率2*f_LO的泄漏。
依靠该技术，该第三优选实施例由于器件M1和M2中的相移而可能并不工作在非常高的频率。而对这样的频率而言，第二实施例是优选的。
具有开关对的额外的NPN型晶体管并非是优选的实施例，其理由如下。如果它的基极处于比LO摆动的中间点稍高的电位，或者如果它的基极处于同样的电位而晶体管的面积为例如4x，则它将使电流远离  处于均衡状态的开关对。然而，当LO被完全转换时，它也减少所希望的信号摆动，并且，始终提供额外的噪声(相比较而言，来自第二实施例的电阻“电流源”则几乎是无噪声的)。如果该基极是由整流信号驱动的，则2xLO信号必须被反转(在所有包括这样的额外的NPN型晶体管的实施例中，电流源也都必须如此)，以穿过另一个级(更多电流和更多的相位移动)。因此，增加具有开关对的NPN型晶体管并非是优选的。
接收机电路被用于许多不同类型的设备，包括无线设备，例如但不限于无绳电话、iPod设备和蜂窝电话。现在参照图5，无线设备的接收机电路典型地接收来自天线501的射频(RF)调制信号。根据本发明，所示出的接收机包括低噪声混频器。该低噪声放大器(LNA)502为射频信号输入101提供放大。来自LNA 502的信号输出503被输入至低噪声混频器200-400，低噪声混频器200-400将输入的RF信号的频率转化为中频(IF)输出信号504。典型地，混频器级200-400在接收机500中是噪声最大的级，因此，典型地，LNA 502被设置在混频器200-400的前面，以用较高的信号电平来屏蔽噪声。LNA 502之后的所有级都将放大RF级噪声以及信号，因此，对设备的噪声抑制(noisecontainment)来说，接收过程起始阶段的低噪声器件是非常重要的。接收机500中的大部分放大发生在IF放大器(IF AMP)505里，IF放大器505放大混频器200-400的IF输出信号504，因此，本发明的简单的低噪声混频器200-400以低成本提高了输出信号的质量。
本发明的电流控制电路主要用在只使用单混频器(而不是正交混频器)的高频接收机上(其中，转换级的转换时间导致显著的噪声成分)。这包括：
·传统的二次变频超外差(superhet)接收机中的RF混频器，例如，蜂窝电话和无绳电话、无线连接无线电装置以及广播收音机，例如，(数字)音频广播和视频广播；
·滑动IF接收机(sliding IF receiver)中的RF混频器，例如无线连接无线电装置中的RF混频器；
·用于例如卫星接收的处于高频的块转换器(block converter)中的RF混频器；和
·用于汽车中的防撞击功能和自适应巡航控制功能的雷达系统中的RF混频器。
本发明的电流控制电路还可用于高频发射机(其中，转换级的转换时间导致显著的噪声成分)，例如：
·传统的二次变频超外差(superhet)发射机中的RF混频器，例如蜂窝电话和无绳电话、无线连接无线电装置；和
·用于例如卫星的上变频器的处于高频的块转换器中的RF混频器。
虽然已经示出并描述了本发明的优选实施例，但本领域的技术人员将可以理解，在此所描述的管理框架(management frame)、设备、结构和方法只是说明性的，并且，可以对其进行各种改变和修改，也可以用等价物代替其中的元件，而并不偏离本发明的真实范围。此外，为使本发明的教导能够适于特殊场合，可能要对其进行许多修改，但这并未偏离本发明的中心范围。因此，确定的是：本发明不局限于作为用于实现本发明的具体实施方式而公开的特殊实施例，而是本发明包括所有落入所附权利要求的范围中的实施方式。