模/数转换装置 本发明涉及模/数(A/D)转换装置，特别涉及减小施加到信号上的量化噪声以提高其性能的A/D转换装置。
在模拟和数字通信系统领域中，对把模拟信号转换成数字信号的各种模/数(A/D)转换技术和把数字信号转换成模拟信号的各种D/A转换技术的开发还不足。其中，在音频信号带中广泛应用的一种技术是用过取样技术的δ-σ法。δ-σ法采用有恒定带宽的低通滤波器(LPF)，由此限制输入信号的频带，并按高于奈奎斯特(Nyquist)频率的取样频率对限带信号过取样。以下结合图1说明采用这种δ-σ法的常规A/D转换装置。
差分器11在输入的模拟信号x与由D/A转换器16供给的模拟信号y之间获得差信号x-y。差信号x-y输入LPF 12中。LPF 12具有表示成H(f)低通滤波器差信号x-y的传递函数。
量化器13采用远高于奈奎斯特频率的取样频率fs的过取样技术，把由LPF 12滤波过地低通滤波差信号(x-y)H(f)量化成单比特的量化位。量化器13包括乘法器14和取样器15，并量化模拟信号，由此按1位(1-bit)比特流形式输出它。乘法器14用预定值g乘低通滤波的数据(x-y)H(f)，取样器15用取样频率fs对乘法器14输出的数据(x-y)H(f)取样。由此产生以1位量化位表示的1位数字式数据。结果，从量化器13按1位比特流形式输出1位数字式数据。1位数字式数据Y输入到D/A转换器16。D/A转换器16是1位数字/模拟转换器，它把从量化器13输出的1位比特流转换成模拟信号，然后输出给差分器11。
尽管图1所示A/D转换装置采用以远高于奈奎斯特频率的频率为取样频率fs的过取样技术，从取样器15输出的1位比特流仍然含有在量化过程中加入的量化噪声q。为了分析该量化噪声q，图1所示A/D转换装置的传递函数表示成与量化器13产生的1位数字式数据相关的以下等式(1)。
y＝(x-y)H(f)g+q …(1)
如果上述等式(1)设置成与1位数据y相关，则上述等式(1)表示成以下等式(2)。y=H(f)-g1+H(f)g-x+11+H(f)gq......(2)]]>
这里，H(f)是LPF 12的传递函数。
若H(f)g比“1”大得多，则，在量化过程中产生的量化噪声表示成以下公式(3)11+H(f)gq......(3)]]>
公式(3)所示的量化噪声与LPF 12的传递函数H(f)成反比。即，如图2的曲线所示，量化噪声q随频率升高而变大。特别是当乘法器14的系数g是恒定值时，由LPF 12的传递函数H(f)确定公式(3)所示量化噪声。因此，频率越高H(f)的值越小，由此增大量化噪声。
如果H(f)是“1”，量化噪声最小、可用以下公式(4)表示11+g·q......(4)]]>
但是，随着频率变得越大，量化噪声也越大，而信号变得越小。结果，量化噪声使高频信号衰减，使输入的模拟信号转换成数字信号的频带变窄。
而且，音频装置要求取样频率高于当前取样频率，例如，带宽最大值约为100KHz的超音频原理的下一代音频装置要求信噪比(SNR)大于当前的SNR。因此，在上述音频装置中使用上述A/D转换装置中时，上述的量化噪声变成很严重的问题。
为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种模拟/数字(A/D)转换装置，其中，使输入模拟信号转换成数字信号时产生的量化噪声减小，由此，提高模/数转换特性。
为达到本发明的目的，提供了一种模拟/数字(A/D)转换装置，它包括：
一差分器，用于产生输入模拟信号与要反馈的预定模拟信号之间的差信号；滤波器，用于对差分器产生的差信号进行低通滤波，并输出滤波后的信号；第1乘法器，用于用第1系数乘以差分器产生的差信号，并输出结果数据；加法器，用于使滤波器输出的信号与由第1乘法器输出的信号相加，并输出加合信号；D/A转换器，用于把由量化器输出的数字式数据组成的1位比特流进行数/模转换并把转换后的数据输出给差分器作为反馈；量化器，用于把加法器输出的数据量化成由1位量化位表示的1位数字式数据，并输出由量化过的1位数字式数据组成的1位比特流。
第1乘法器的第1系数的值应满足产生的量化噪声小于量化器只量化滤波器的输出数据时产生的噪声的条件。
以下将参见附图说明优选实施例，其中：
图1是常规A/D转换装置的方框图；
图2是图1所示装置中频率与量化噪声之间的特性曲线；
图3是按照本发明优选实施例的A/D转换装置的方框图；
图4A是当图3装置中的滤波器采用低通滤波器时的频率与量化噪声之间的特性曲线；
图4B是当图3装置中的滤波器采用高通滤波器时的频率与量化噪声之间的特性曲线。
以下将参见附图说明本发明的优选实施例。
参见图3所示的本发明优选实施例的A/D转换装置。差分器31与图1所示差分器11执行相同的工作。获得输入的模拟信号x与由D/A转换器38反馈的模拟信号y之间的差信号x-y，并把差信号x-y输出到乘法器32和滤波器33。乘法器32用预定系数g′乘以输入差信号x-y，并把结果数据(x-y)g′输出给加法器34。用具有表示为传递函数H(f)的恒定带宽的低通滤波器(LPF)或高通滤波器(HPF)作为滤波器33，并对输入差信号数据x-y滤波并产生限带数据(x-y)H(f)。限带数据输入到加法器34。
加法器34把乘法器32供给的数据(x-y)g′和滤波器33供给的限带数据(x-y)H(f)相加，并把结果输给量化器35。量化器35接收来自包括乘法器36和取样器37的加法器34输出的数据。量化器35采用以比奈奎斯特频率高得多的频率为取样频率Fs的过取样技术，并把加法器34供给的信号量化成表示成1位量化位的1位数字式数据。更详细地说，乘法器36用预定值g乘以由加法器34输出的信号(x-y)g′+(x-y)H(f)，并把相乘的结果输出给取样器37。取样器37按取样频率Fs对由乘法器36输出的数据[(x-y)g′+(x-y)H(f)]g取样，并产生1位数字式数据y。结果，从量化器35按1位比特流形式输出1位数字式数据y。D/A转换器38把自量化器35接收到的1位数字式数据y的1位比特流转换成模拟信号，之后，作为反馈供给差分器31。
图3所示A/D转换装置与图1所示A/D转换装置在量化噪声之间的差别将在以下说明。
图3所示A/D转换装置具有用以下公式(5)表示的相对于由量化器35产生的1位数字式数据的传递函数。
y＝((x-y)H(f)+(x-y)g′)g+q ……(5)
若上述公式(5)相对于1位数字式数据y设置，则上述公式(5)用下式(6)表示y=(g′+H(f))g1+(g′H(f))gx+11+(g′+H(f))gq......(6)]]>
式中H(f)是滤波器33的传递函数。
如果(g′+H(f))g比“1”大得多，在量化中产生的量化噪声表示为下式(7)。11+(g′H(f))gq......(7)]]>
当滤波器33是LPF时，表示成公式(7)的量化噪声满足图4A较下边画出的频率量化噪声特性曲线。如果滤波器33的传递函数H(f)和乘法器32的系数g′分别为“1”，则公式(7)所示量化噪声最小，它可表示成下式(8)11+2gq......(8)]]>
因此，与图1所示的采用具有相同传递函数H(f)的常规A/D转换装置相比，图3所示A/D转换装置的量化噪声较小。图4A中，位于较高边的频率量化噪声特性曲线是图1所示装置的特性曲线。如果乘法器32的系数g′变成大于“1”，则量化噪声变得很小。此外，由于量化噪声的增大速度小于图1所示常规装置的量化噪声增大速度，具有小量化噪声的通带能比常规情况下确定得更宽。
滤波器33是HPF时，量化噪声满足图4B较低边所示的频率与量化噪声特性曲线。因此，图3所示装置与图1所示常规装置相比有较小的量化噪声。即，当输入信号带进入高频区时，滤波器33的传递函数H(f)增大，量化噪声变得更小。而且，当乘法器32和36的系数g′和g均为恒定值时，滤波器33的传递函数H(f)确定量化噪声。因此，频率越高，H(f)值越大，因此量化噪声减小。如果滤波器33的传递函数H(f)是最小值“0”，乘法器32的系数是“1”，则量化噪声最大，并表示成与公式(4)相同的公式，与图1所示A/D转换装置的最小量化噪声相同。而且，如果乘法器32的系数g′变成大于“1”，量化噪声可用下式(9)表示，它变得很小。11+g′gq......(9)]]>
因此，与图1所示D/A转换装置相比，在图4B所示的整个频率范围内，图3所示的采用用HPF装置的量化噪声较小。
如上所述，按照本发明的A/D转换装置用LPF或用HPF进行滤波，并分别根据两个相邻模拟信号之间的数据差进行大小控制，并相加数值控制后的数据和滤波后的数据，以量化相加结果。因此，本发明能在整个频率范围内减小量化噪声，有展宽通带宽度的作用。结果，本发明提供了要求更高SNR的下一代音频设备所需的性能。而且，只要对常规A/D转换装置的硬件稍作改变就能做成本发明的A/D转换装置，因而，用基本相同的制造成本和工艺能制成性能好得多的A/D转换装置。
尽管这里只具体说明了本发明的某些实施例，但应明白，在不脱离本发明的精神和范围的前提下可以制成多种改型。