本发明涉及一种以感应同步器作为传感器的精密位移测量方法。更具体的说，是一种在提高测量细分精度的同时，也提高其相对速度上限及简化电路结构的新方法。 在鉴幅型感应同步器数显表中，对滑尺与定尺的相对移动信号X及其所代表的机械位移角θ机＝2πX/T的检测，是由激磁电流I的电气相位角θ电对θ机的跟踪来实现的。跟踪误差△＝θ电-θ机可通过定尺上感应电势ef＝KEmSin（θ电-θ机）Sinωt反映出来，对θ机进行修正，使ef→0，则△→0;即实现了θ电对θ机的跟踪。此过程见图1。
所有不同型号的鉴幅型感应同步器数显表，其主要差别在于对Sinωt的调制过程处理和对修正因子Km实现修正θ的方法不同。常用的有函数变压器式（如湖滨仪器厂生产的SF19型）及脉冲调宽型（如上海机床电器厂的ST2型），利用励磁电流进行调制，而修正电气角θ往往都由V/F变换器发出的修正脉冲数△n代表△θ来实现θ＝θ+△θ。目前常用地脉冲调宽型数显表工作过程可由图2说明。
上述方法缺点在于，偏差信号ef越小时，由挖补方式修正脉宽n的过程越慢，而当滑尺移动太快时，挖补过程不够快而丢失信息，使脉冲修正失败，产生粗误差（至少差一个节距）。
本发明利用微处理机CPU对A/D转换后偏差信号的波形及幅值，经计算后直接修正电气角θ，这样的修正是由CPU进行一次加（减）运算实现的，而不是前述的对修正脉冲一个一个地计数来实现。这样修正过程快，过程可由图3说明。
为了在提高容许速度上限的同时，又提高分辨率，对偏差信号ef采用放大倍数K为对数特性的交流放大器。这样在小信号时的放大率KL远大于大信号时的放大率KH，见图4。这样，系统在小偏差信号时，由于放大倍数KL足够大而仍有足够精度，而大偏差信号时，输出信号ef不会超出A/D转换允许范围，高速移动滑尺，产生的大偏差信号ef仍能维持A/D转换正常工作。这样的非线性放大系数环节在CPU对A/D结果进行反对数运算后，仍恢复了整个系统的线性，实现了高速和高精度两个优点共存的目标。
在上述构思的基础上，本发明进一步利用CPU及A/D转换器的结合，省去较昂贵复杂的对数特性交流放大器，仍采用线性运算放大器，对信号作大倍率K限幅放大，限幅值Um仍在A/D允许输入范围内，见图5。此放大器在小信号时作高倍率放大，而在大信号时将限幅值Um送至A/D转换器，根据公式：
UpSin[（π-B）/2]＝Um
得到 Up＝Um/Sin[（π-B）/2]
式中：宽度B是A/D转换结果经CPU计算后所得（为一时间差）;
Up是大偏差信号ef的幅值。
这样，用限幅的线性运算放大器代替对数特性运算放大器，借助A/D转换器及CPU的灵活运算处理能力，仍然可以实现感应同步器位移测量的高分辨率和高速度的统一。
感应同步器鉴幅式数显电路在滑尺绕组激励电流的一个周期内，只能获得一次关于偏差峰值的信息，只能做一次修正处理，而且一次修正量绝不能超过一个节距，这就意味着在一个周期内移动超过一个节距，就会使修正错误，产生粗误差。
本发明在上述方法的基础上，采用了如图6所示的激励频率变换电路，在保证了测量精度的同时，再进一步提高了移动速度的允许上限。
微处理器CPU根据A/D转换结果修正电气角θ电，若A/D结果U＜Um，则CPU将发出指令使基频
f＝2πω＝fo/（n1＊n2）
降低激励频率，提高脉宽细分度，即提高修正精度;
若连续m个周期内，限幅宽度B大于预定值B1，则认定是高速运动，CPU将发出指令使基频
f＝fo/n1
这样，激励波形周期变小，修正频率加快，提高了跟踪速度。软件框图见图7。
m取值范围为3～10;
对fo分频数为n1时，可使修正频率比分频数为n1＊n2时提高n2倍，而对fo分频数为n1＊n2时，可使脉宽细分度比分频数为n1时提高n2倍。因此，能够适应实际应用场合的不同要求。
图1.鉴幅型感应同步器数显表工作过程。
其中：T-感应同步器线圈节距
ω-励磁角频率
Km-修正系数
图2.脉冲调宽型数显表工作过程.
图3.本发明感应同步器数显装置工作过程.
图4a.输出信号U不会超出A/D转换允许输入范围UH.
图4b.偏差信号ef的放大系数K呈对数特性变化.
图5.线性放大器将大偏差信号作限幅放大.
其中：Up-大偏差信号幅值
B-限幅波顶平台宽度
2π-滑尺绕组激励电流一周期的相位值
图6.本发明自适应方式的激励频率变换电路的逻辑框图.
图7.本发明自适应方式的激励频率变换软件框图.
其中：R-连续产生限幅的周期数
D-控制分频数为n1或n1n2的寄存器位
D＝0，分频数为n1n2
D＝1，分频数为n1
fo-晶体振荡器的振荡频率