数字调制系统中自适 应计算数字信号判定 误差的电路和方法 本发明涉及一种用于在数字调制系统中计算数字信号判定误差(decisionerror)的电路和方法，特别是涉及一种用于通过限制相位检测判定区域来自适应(adaptively)计算判定误差的电路和方法。
由于已经从黑白电视发展到了彩色电视，近来对大屏幕、高分辨率和能够感受真实声音和图像质量的电视提出了需求。伴随着这种新趋势，在模拟传输系统基础上的第一代HDTV(高清晰度电视)广播正面临快速开发之中。日本研制了称为MUSE(多级子-尼奎斯特(Multiple Sub-Nyquist)取样编码)传输系统的HDTV传输系统。美国已经使用了一种由GA(大联盟(GrandAlliance))委员会采用的VSB(残留边带)调制作为HDTV系统的调制系统，并建议了这种系统的方案构成。VSB调制被用做现有电视广播中模拟视频信号的调制方法之一。由GA委员会建议的GA HDTV使用VSB信号传输数字调制信号。在最初的DSC(数字频谱兼容)HDTV中，采用了使用两极和四级的两极和四级VSB调制系统。但是，在GA-HDTV中，采用了应用于高速电缆模式使用八级和十六级VSB调制系统的八级和十六级VSB调制系统。为了对VSB信号解调，GA委员会还建议了一种具有下述特性的HDTV的VSB接收机。即：由GA委会员建议的HDTV的VSB接收机使用一个符号率单元(a unit of symbol rate)执行取样，该符号率单元是用来仅对I(同相)信道的信号的数据进行检测，不同于数字调制信号的其它解调器。因此，与QAM(正交幅值调制)接收机等相比较，由GA委员会建议的HDTV的VSB接收机由于使用了I信道和Q(正交)信道两个信道而具有简单的结构。但是，由于接收地数据被利用符号率单元进行处理，所以，即使是在处理速度相对低于分数速率(fractional rate)接收机的情况下也可以检测数据。
所建议的VSB接收机采用同步检测恢复一个载波，当检测来自VSB调制信号的数字数据时。所述的同步检测具有一个优点，即，它可以在相同信噪比处检测低于异步检测误差 率的数据。但是，由于载波恢复电路的原因，VSB接收机的结构比较复杂。因此，所建议的VSB接收机在检测传输信号的相位时使用FPLL(频率和锁相环)和PTL(相位环)电路用于同步检测。
FPLL使用包含在VSB信号中的一个导频(pilot)信号执行传输信号的相位跟踪。可以采用传统PLL(锁相环)的频率误差检测电路很容易地实现这个FPLL，并在GA-HDTV系统建议中给出了相关描述。FPLL的输出通过信道均衡器并还加给PTL电路的输入端。所述PTL电路消除相位噪声、即，它是在FPLL中没有被消除的相位误差。GA-HDTV接收机的PTL电路结构通常不同于DDCR(直接判定载波恢复)电路结构。但是，PTL电路使用输入I信道的取样数据估算信号点的旋转成分，并补偿相位误差值。在I信道数据中包含有将要实际传输的信息。Q信道不具有传输实际信息的功能，但它能减少调制信号的频谱。假如在解调期间存在有一个相位误差，那么，在I信道取样数据中不仅仅包含有I信道数据，而且还包含有Q信道数据。因此，为了使PTL电路能够校正相位误差，也需要Q信道信息。通过使用希尔伯特变换滤波器对I信道数据进行滤波可以很容易地获得Q信道的信息。
图1的方框图示出了GA委员会作为标准建议的一种GA-HDTV接收机。图1所示VSB接收机的整个操作在韩国通信科学学术会议于1994年发表的秋季综合科学公开论文集(Autumn Synthesis Scienc Publication PaperCollection)中名称为“用于同步VSB接收机的相位跟踪器的设计和性能分析”中进行了描述。
如图1所示，使用数字VSB调制的系统经过均衡器50和PTL60来判定一个数字信号，并利用一个判定误差值。对于经过均衡器50和PTL60的数字信号判定来讲，如图2所示使用接收的I信号将该数字信号判定给最接近的符号。为了改善由于相位误差等引起的错误判定，使用了一种自适应判定方法，以计算由图2中的倾斜线表示的斜率该计算使用了从I信号中得到的Q信号。即使由于一个很小的残留相位误差固定判定区域倾向错误判定时，一个自适应判定区域也能够通过从恒定数量数据中获得该斜率来减小判定误差。但是，用于相对于I轴和Q轴两个轴判定数字信号的电路变得很复杂。
因此，本发明的一个目的就是提供一种电路和方法，用于根据输入信号的状态通过自适应地限制数字调制系统中的一个判定区域来计算判定误差。
本发明的另一个目的是提供一种用于简化硬件结构和执行稳定操作的电路和方法。
本发明包括一个用于通过限制数字调制系统中的一个判定误差区域来自适应计算数字信号判定误差的电路。该电路的一个实施例包括：一个数字滤波器，用于对I信道数据进行希尔伯特变换滤波，以产生相位不同于I信道数据相位的Q信道数据；一个延时器，用于对与数字滤波器滤波时间相关的I信道数据进行延时；一个基准信号间隔处理器，用于接收I信道数据和产生一个用于检测斜率的基准信号脉冲；一个估算和自适应判定误差检测器，用于接收在基准信号脉冲间隔检测期间由所述延时器延时的I信道数据，判定符号数据和根据所检测的斜率产生一个自适应误差信号；斜率检测器，用于接收由估算和自适应判定误差检测器产生的判定误差信号和由所述数字滤波器产生的Q信道数据；检测在基准信号脉冲间隔检测期间的斜率，并产生累积的斜率。
本发明还包括一种方法，用于通过限制数字调制系统中的判定误差区域来自适应地计算一个数字信号的判定误差。在一个实施例中，所述方法包括下述步骤：检测来自I信道数据的一个基准信号脉冲；在所检测的基准信号脉冲间隔期间接收I信道数据和Q信道数据；并利用有限区域的I信道数据和Q信道数据判定符号数据；和根据一个所计算的斜率自适应地计算判定误差值。
下面，结合附图对本发明做更加具体的说明。
图1是由美国GA委员会建议的GA-HDTV接收机方框图；
图2是传统的信号判定方法和具有一个误差的输入信号；
图3是根据本发明一个最佳实施例用于自适应计算判定误差的电路的方框图；
图4是图3所示的估算和自适应判定误差检测器的详细方框图；
图5是图3的操作波形图；
图6是GA-VSB系统的信号格式；
图7是根据本发明另一个最佳实施例用于自适应计算判定误差的电路的方框图；
图8示出了图7所示估算和自适应判定误差检测器的详细方框图；和
图9是图7的操作波形图。
图3的方框图示出了一个用于自适应(adaptively)计算一判定误差(decision error)的电路。数字滤波器102对输入的I信道数据进行希尔伯特(Hilbert)变换滤波，以产生第一Q信道数据，例如是相位不同于I信道数据的Q1信道数据。延时器100将输入的I信道数据延迟了用于数字滤波器102进行滤波的时间。基准信号间隔(interval)处理器104接收输入的I信道数据并产生一个用于检测斜率(slope)的基准信号脉冲。估算(estimation)和自适应判定误差检测器106接收在检测所述基准信号脉冲间隔期间被延迟的I信道数据，根据所述斜率来判定符号数据并产生一个判定误差信号Ie。斜率检测器(slopdetector)108接收由估算和自适应判定误差检测器106产生的判定误差信号Ie和由数字滤波器102产生的Q信道数据，累积(accumulate)在所检测的基准信号脉冲的间隔期间的所述斜率并将该累积的斜率提供给估算和自适应判定误差检测器106。
图4详细地示出了图3所示估算和自适应判定误差检测器106。判定器(decider)110接收被延时器100延时的I信道数据并将符号(symbol)数据判定为基准级值(level value)。区域限制器(region limiter)112将被延时器100延时的I信道数据和与所述斜率对应的判定区域相比较并产生有限的区域判定信号。多路转换器(MUX)114接收由判定器110判定的符号数据和被延时的I信道数据，并响应由区域限制器112产生的有限的区域判定信号选择地产生符号数据或被延时的I信道数据。减法器116从被延时的I信道数据中减去由MUX 114产生的一个信号以产生判定误差信号Ie。
图5示出了图3的工作波形。图6示出了GA-VSB系统的信号格式。
下面，结合附图3到6描述本发明的一个最佳实施例。
为了判定符号数据必须根据一个斜率a限制输入信号的值。如果在GA-VSB系统中使用了基准信号，那么，可以使用段同步或场同步，并可以应用采用了估算器的均衡器或PTL。GA-VSB系统的信号格式具有与每场一段相对应的场同步格式和每段4个符号数据的段同步格式。由于这些数据具有固定值，所以，它们可以被用于计算所述斜率a。例如，数据段具有+S，-S，-S和+S的格式。在这种情况下，如果符号数据的级值是由传输侧规定的，并且接收侧被规定为-7，-5，-3，-1，+1，+3，+5和+7，那么，+S和-S对应于+5和-5。
在GA-VSB系统中，由于当判定符号数据时只接收I信道数据，Q信道信息必须从I信道信号中提取相位信息。使用I信道信号和使用作为希尔伯特变换滤波器的数字滤波器102从I信道信号中恢复Q信道信号。图3所示数字滤波器102通过对输入的I信道数据进行希尔伯特变换滤波恢复Q信道数据。延时器100将输入的I信道数据延迟用于数字滤波器102进行滤波的时间。基准信号间隔处理器104根据I信道数据检测用于检测所述斜率的基准信号脉冲，并将该基准信号脉冲提供给估算和自适应判定误差检测器106和斜率检测器108。估算和自适应判定误差检测器106判定I信道符号数据并产生判定误差信号Ie。在图4所示的估算和自适应判定误差检测器106中，区域限制器112将I信道数据和所述有限的区域进行比较以限制所述判定区域。如果I信道数据位于有限区域的范围以内，区域限制器112将“0”提供给MUX 114的选择端。如果I信道数据超出了有限区域的范围，区域限制器112将“1”提供给MUX 114的选择端。判定器110将I信道数据的符号值判定为一个设定的基准级。如果有8个级并且如果I信道数据位于0和2之间，则判定输出是“1”。如果I信道数据位于边界部分，例如是2、4或6等，那么，应用相同的向上或向下对其舍入的规则。MUX 114响应由区域限制器112产生的一个信号选择地产生由判定器110判定的判定输出或I信道数据。因此，如果区域限制器112的输出信号是“1”，由于区域限制器112的输入信号位于与所计算斜率对应的有限的区域范围以外，所以，MUX114产生I信道数据。减法器116从I信道数据中减去同一输入信号的I信道数据并产生其值为“0”的判定误差信号Ie。同时，如果区域限制器112的输出信号是“0”，由于区域限制器的输入信号位于与所计算斜率对应的有限的区域范围之内，所以，MUX 114产生判定器110的判定输出。减法器116从I信道数据中减去判定给设定基准级值的判定信号以产生判定误差Ie。在开始状态，所述判定区域是一个由图5中P2指出的一般判定区域。当利用基准信号间隔处理器104检测基准信号脉冲时，斜率检测器108利用下述等式“1”和“2”根据+S和-S计算斜率值a：a=|1NΣNATANIeQ|…………(1)]]>
Ie＝I’-I”...........................(2)
其中，I’是输入信号；I”是判定结果的符号数据值和N是基准信号脉冲间隔被检测期间内的符号数量。如果超过所检测的基准信号脉冲的间隔，使用累积的斜率值将由估算和自适应判定误差检测器106检测的该判定误差的判定区域变成图5所示的P1。在上述的等式“1”中，对于简单硬件(simplehardware)来讲，1/N可以被删除。另外，Q可以仅仅使用它的符号。在很多情况下，由数字滤波器的级(order)而估算的Q是不可靠的，所以只使用Q的符号。这个方法在工作期间不考虑数字滤波器级(order)。即，可以利用下述等式“3”计算斜率a：a=|1NΣNsgn(Q)Ie|…………(3)]]>
其中，1/N可以被删除；符号“Q”是Q信道的符号数据。直到接收下一个基准信号为止，估算和自适应判定误差检测器106利用一个固定的斜率工作。根据图5所示计算的斜率来限制用于获得判定误差的判定区域。由于判定误差为“0”，所以，不使用位于所述判定区域范围以外的输入信号。在图5中，部分具有一度数的信号位于判定区域范围以外。如果利用一个随机信号计算该斜率，那么。基准信号间隔处理器104可以用脉冲发生器替换该发生器用于产生一个间隔信号以便计算该斜率。
图7示出了另一个用于自适应计算判定误差的电路。在图7中，使用Q信道数据和I信道数据限制判定区域以改善判定误差的可靠性。
数字滤波器202对输入的I信道数据进行数字滤波，以产生相位不同于I信道数据相位的Q信道符号数据。延时器200将输入的I信道数据延迟了用于数字滤波器200进行滤波的时间。基准信号间隔处理器204接收I信道数据并产生用于检测该斜率的基准信号脉冲。估算和自适应判定误差检测器206接收在基准信号脉冲间隔被检测期间延迟的I信道数据和Q信道数据，判定该符号数据并根据该斜率产生判定误差值。斜率检测器208接收由估算和自适应判定误差检测器206产生的判定误差值和由数字滤波器202产生的Q信道符号数据，累积在基准信号脉冲间隔检测期间的该斜率，并将该累积斜率提供给估算和自适应判定误差检测器206。
图8的详细方框图示出了图7所示估算和自适应判定误差检测器206。判定器210接收被延时器200延时的I信道数据并将符号数据判定为基准级值。第一区域限制器212将被延时器200延迟的I信道数据与和所计算的斜率对应的I信道判定区域相比较，并产生有限的I信道区域判定信号。第二区域限制器214将由数字滤波器202产生的Q信道符号数据和与所计算的斜率对应的Q信道判定区域相比较，并产生有限的Q信道区域判定信号。或门216接收分别由第一和第二区域限制器212和214产生的I和Q信道区域判定信号。MUX 218接收由判定器210产生的符号数据和被延迟的I信道数据，并响应由或门216产生的区域判定信号有选择地产生多个输入信号中的一个输入信号。减法器220从被延迟的I信道数据中减去由MUX 114产生的一个信号并产生判定误差信号Ie。
图9示出了图7的工作波形。
下面，参照图7到9描述本发明的另一个最佳实施例。
图7所示数字滤波器202从输入I信道数据中恢复Q信道符号数据(signdata)。延时器200将输入的I信道数据延迟用于数字滤波器202进行滤波的时间。基准信号间隔处理器204根据I信道数据来检测用于检测所述斜率的基准信号脉冲，并将该基准信号脉冲提供给估算和自适应判定误差检测器206和斜率检测器208。估算和自适应判定误差检测器206判定I信道符号数据，并产生判定误差信号Ie。在图7的估算和自适应判定误差检测器206中，第一区域限制器212将I信道数据和所述判定区域相比较，以限制I信道判定区域。如果I信道数据位于有限区域的范围之内，区域限制器212产生“0”。如果I信道数据位于有限区域的范围以外，第一区域限制器212产生“1”。第二区域限制器214将由数字虑波器202产生的Q信道数据和所述判定区域相比较，以限制Q信道判定区域。如果Q信道数据位于所述有限区域范围之内，第二区域限制器214产生“0”，和如果相反，则产生“1”。将由第一和第二区域限制器212和214产生的I和Q信道判定区域限制信号用来提供给或门216。将或门216的输出加到MUX 218的选择端。判定器210将I信道数据的符号值判定为设定基准级。如果有8级并且如果I信道数据位于0和2之间，那么，判定输出是“1”。在边界部分的情况下，例如在2、4或6等的情况下，应用相同的向上和或向下对其舍入的规则。MUX 218响应由第一和第二区域限制器212和214产生的信号选择性地产生由判定器210判定的判定信号或I信道数据。因此，如果第一和第二区域限制器212和214的输出信号是“1”，那么，由于第一和第二区域限制器212和214的输入信号不存在于有限区域范围之内，所以，MUX 218产生I信道数据。减法器220从I信道数据中减去同一输入信号的I信道数据，并产生其值为“0”的判定误差信号。同时，当第一和第二区域限制器212和214的输出是“0”时，由于第一和第二区域限制器212和214的输入信号位于与所计算斜率对应的有限区域范围之内，所以，MUX 218产生了判定器210的输出信号。减法器220从I信道数据中减去判定为设定基准级的判定信号以产生判定误差Ie。当基准信号间隔处理器204检测基准信号脉冲时，斜率检测器208根据级+S和-S利用上述等式(1)、(2)和(3)计算斜率值a。如果超过所检测的基准信号间隔的间隔，由估算和自适应判定误差检测器206用来检测判定误差的判定区域被限制成如图9所示。在接受下一个基准信号之前，估算和自适应判定误差检测器206利用一个固定的斜率工作。根据图9所示的计算斜率来限制该判定区域。在该判定区域范围以外的输入信号不被使用。由于实际信道情况既受I信道的影响又受Q信道的影响，所以，最好不仅使用I信道还要使用Q信道来限制判定区域。因此，根据利用如图9所示斜率检测器208所获得的斜率对I信道和Q信道的判定区域进行限制。当根据一个随机信号计算该斜率a时，基准信号间隔处理器204可以使用间隔信号脉冲发生器，并使用所有的随机数据计算该斜率。
在本发明的上述实施例中，根据I信道数据计算Q信道数据以便自适应地限制用于判定数字数据的所述区域。但是，所述的数字数据可以根据与所接收数据彼此分开的I信道数据和Q信道数据直接进行判定。在这种情况下，通过限制用于计算数字数据的区域在不使用图3和7所示延时器100和200、数字滤波器102和202的情况下也能够获得所述判定误差。
如上所述，为了改善判定误差的精度，使用斜率来检测一个信号误差。在所述斜率的基础上自适应地限制用于计算判定误差的区域。因此，可以获得可靠的判定误差。当使用Q信道数据的编码时，只利用方向而不必估算一个精确的Q值就能够获得相位误差。这样，可不再需要精确的数字滤波器，并且滤波器的硬件结构可以简化。另外，通过限制I和Q信道值的判定区域可以给出精确的判定。
应当理解，本发明并不局限于这里作为执行本发明最佳模式而披露的特定实施例，并且，除了权利要求书所限定的内容以外，本发明也不局限于本说明书所描述的特定实施例。