用于网络回声消除器的禁止音频信号检测器 本发明主要涉及用于电话系统中的网络回声消除器，更具体地讲，涉及用来决定回声消除器何时被禁止的禁止音频信号探测器。
【发明背景】
回声是一种在电话系统中当话音的一部分信号能量从电话网络的模拟元件中的阻抗不匹配处反射时发生的现象。典型的例子是在公用交换电话网络(PSTN)用户接口中的4到2线转换。
每个现在的陆基电话都是利用二线通讯线与总局连接，该通讯线支持双向传输。但是对于超过约35英里远的电话、传输的两个方向必须在物理上分开的导线上分隔开来，结果形成回线通讯线。接口二线段与四线段的器件称之为混合器。一个典型的长途电话线路能够被描述为在用户环路至本地混合器范围内是二线，到远处的混合器的整个长距离网络是四线，然后至远端地电话是二线。
虽然混合器的应用有利于长距离的话音传输，但在此变换器上的阻抗失配可能产生回声。讲者A的话音从电话网络中的远端的混合器(最接近讲者B的混合器)上被反射回来朝向讲者A，使得讲者A听到他/她自己声音的吵闹的回声。因此网络回声消除器被用到陆基电话网络中以消除由于在混合器的阻抗失配所引起的回声并且一般与混合器一起被配置在总局里。位于最接近讲者A或B的回声消除器就是这样用来消除该电话另一端上的混合器所产生的回声。
但是，通常建议对于使用V-系列调制解调器进行高比特速率数据传输的连接，应该关掉回声消除器，V-系列调制解调器拥有自己的回声消除器。为了禁止网络回声消除器，在数据通讯对话的开始期间，调制解调器发送一个2100Hz的音频信号，并且每450毫秒在此音频信号中插入周期性的相位倒转。如果这样一种音频信号被发送，回声消除器应被禁止，而如果无相位倒转的2100Hz音频信号被发送，回声消除器不应被禁止。禁止音频信号的特性在ITU-T推荐G165中被详细说明，若干特性如下。音频信号检测器必须检测频率范围为2079-2121Hz且具有范围为155-205°的周期性相位改变的音频信号。音频信号检测器不应检测频率范围为1900-2350Hz以外的音频信号。此外音频信号禁止器不要检测音频信号中小于110°的相位改变、白噪声能量应不大于这音频信号的能量以防止被检测，音频信号检测器不应检测低于-35dB的电平的音频信号。
检测噪声中的纯正弦波是一个具有许多已知解的经曲的信号处理问题。另一方面关于带有周期性相位倒转的正弦波的检测的已知的文章并不多。此问题的最佳解决方法是增补一个用于禁止信号的匹配滤滤器。然而这会导致一个具有不可接受的高度计算复杂性的算法和长的处理延迟。
在实践中已使用的已知的音频信号检测器包括某些形式的工作在输入信号上的锁相环。然后将锁相环的输出与可能时间移动了的输入信号相比较。如果无相位倒转出现，锁相环的输出接近输入信号。如果发生相位倒转，锁相环的输出将会在由锁相环相关的时间常数所决定的时间内偏离输入信号。这个差别于是被用来检测相位倒转。与此解决方法相联系的一个问题是相位倒转的检测是基于包括带外噪声信号的信号上被完成的，这降低了正确检测的概率。如果在方案中引入带通滤波器，则除了去掉带外噪声外，它还会去掉相位倒转的尖锐性并且锁相环将会可能跟踪光滑了的相位改变。这会导致输入和输出信号之间的差别减小并因此损害其探测。
所以，需要一种音频信号检测器的技术，它能克服上面所列举的现有技术的缺陷。
发明概要
本发明的目的是提供一个音频信号禁止器，其中通过使用一个具有同相和90°相移通道的正向馈送接收机装置去代替锁相环和相位倒转检测来克服所列举的现有技术的缺陷。
按照本发明的一个实施例，决定何时应该禁止电话系统中的回声消除器的方法和装置被揭示。首先从输入信号测定第一个功率估算值。而且，输入信号被分为同相和90°相移分量。然后同相和90°相移分量被二次采样并被用来决定第二个功率估算值。比较第一和第二功率估算值以确定是否出现预定的音频信号。当预定的音频信号被检测到时，本发明利用同相和正交分量来确定在预定的音频信号中是否出现相位倒转。当检测到相位倒转时，回声消除器被禁止。
附图的简要说明
对一个本专业的普通技术人员而言，不难从下面结合附图所写的说明中明白本发明的种种特点和优点，在这些附图中：
图1表示一个按照本发明的一个实施例的音频信号出现检测器；
图2表示该音频信号出现检测器的频率鉴别；
图3表示一个按照本发明的一个实施例的相位倒转探测器；
图4表示按照本发明的一个实施例的音频信号检测器的结构的方块图；
图5表示描述按照本发明的一个实施例的音频信号检测器的工作的流程图；
图6表示低通滤波器的幅度特性；以及
图7(a)-(d)表示带有相位改变的输入信号。
详细说明。
与现有技术不同，本发明不使用锁相环来探测相位倒转，而是用一个带有同相和正交相位通道的正向馈送接收机装置来检测音频信号。相同的低通滤波过的和二次采样的同相的和正交的分量于是被用来计算所接收的音频信号的相位估计值。
音频信号探测器能够被分成三个主要部分：用于检测音频信号是否出现的部分；用于检测无声的第二部分；和用于检测相位倒转的第三部分。检测音频信号的部分图示在图1中。探测器10检测特殊的音频信号而对包含在2100Hz上功率的话音信号不反应。输入信号S通过两条路径被发送。第一条路径经受在计算器12中的宽带功率计算和低通滤波，结果产生宽带功率Ps，而第二条路径经受在计算器14中的窄带功率计算和低通滤波结果为窄带功率Pt。窄带功率Pt在比较器16中与宽带功率Ps作比较。当确定Pt＞Ps时，2100Hz的音频信号被认为是出现。
如果输入信号是扫频的纯音频信号，则Pt和Ps的电平将随频率如图2所示那样变化。探测器的带宽是由窄带滤波器和两条路径的相对增益来决定的。如果信号电平被增大，在图2中的Pt和Ps曲线二者都将向上移动，但是探测器的带宽将保持不变。对于低的电平，Ps值在对应于Pt=-33dBmO的阈值上饱和。
如果信号包含音频信号+噪声，则窄带Pt曲线将只受轻微的影响而Ps曲线将会明显地向上移动。在一定的噪声电平上，检测器将停止检测音频信号。这个效应将防止由那样一些可能包含了2100Hz，但也包含了其它频率的有效功率的话音和数据信号所引起的伪探测。
对于静音探测器，宽带功率Ps被用来探测固定带中的能量。但宽带功率下降到低于阈值，例如-34dBmO时，音频信号探测器被断路。
相位倒转探测器的工作表示在图3中，由于输入信号频率可能偏离2100Hz的正常频率，相角将随时间线性地变化。为了容易地得到所探测的信号，使用了相角的二次微商，有如下面将要进一步说明的那样。输入信号用2100Hz参考信号，被正交解调，以产生输入信号的正弦和余弦分量并且在相角计算器18中计算其相角。
按照本发明的一个实施例的音频信号检测器被图示于图4中并且现在将要参考图5说明该音频信号检测器的工作。输入信号在其进入探测器时被分成几个分支。在一个分支中，输入信号被加到功率估量计22中，该估量计计算输入信号的功率估算值，使用如下递归公式
Ps(n+1)=(1-α)Ps(n)+αs2(n+1)式中0＜α＜1
在探测器20的主要部分中，输入信号分别地由乘法器24,30与一个正弦波sin(2π2100t)和余弦波con(27π2100t)相乘，由乘法器24和30输出的乘积然后在低通滤波器26和32中被低通滤波。最后，低通滤波过的信号在二次采样器28-34中以m的倍率被二次采样。为了得到一个计算上有效的算法，同相的和正交的分量的二次采样被引入。M的合适的值为16，但是另一些值满足在低通滤波后Nyquist采样定理并因此也是可能的。
通过对四十八个相继的采样求和，能够容易地完成低通滤波。这样的滤波器的脉冲响应由下式给出：此滤波器的频率响应能够通过计算其脉冲响应的付氏变换来求出。H(ejω)=Σ∫=-∞∞h(t)e-jωt=sin24ωsinω/2e-(j47ω)/2]]>因此，此滤波器具有线性的相位特性曲线和低通的辐度特性曲线，这些特性曲线画在图6中。正如在图6中所表示的，幅度特性曲线的零值位于fs/48Hz的倍数上。此处fs为采样频率。这相当于矩形窗口的FIR滤波器设计，它给出一个窄的带有相对高的边波瓣电平的立波瓣。但是注意在本发明中边波瓣电平不是主要关心的事情。由于正好低通滤波过的输出信号的每个第十六次采样是所需要的，利用三个子求和每个复盖16个相继的采样，就能够自然地完成求和。参考音频信号能够容易地产生，所用的是：cosf(n+1)=cosfncosf-sinfnsinfsinf(n+1)=sinfncosf+cosfnsinf
于是，利用下式，探测器估算2100Hz附近一个小的频带内的功率Pt(n+1)=(1-β)Pt(n)+βsq2(n+1)+si2(n+1))式中Si和Sq分别是二次采样的同相的和正交的分量，且0＞β＞1。所估算的音频信号功率Pt必须与所估算的输入信号功率Ps相比较，以决定音频信号是否出现。如果在一个预定的时间周期例如260ms内下面的两个条件同时被满足，2100Hz的音频信号被决定是存在：
1)音频信号功率Pt大于-33dBmO；并且
2)Pt＞0.5Ps，第一个条件是用来确定音频信号是否有足够高，按照ITU-TG165的指标是有意义的功率。第二个条件进行确认，与作为纯的音频信号被探测的总的信号功率相比较、音频信号有足够大的功率。
如果音频信号的出现被确定，此时探测器必须确定是否也有180°的相位倒转发生。为此目的，探测器计算现行采样信号的相角。在一个定点执行程序中，利用由下式给出的Pade近似，能够容易地计算反正切atanx=x1+0.28x2,-1<x<1]]>结果，相角由下式求得：atanab=abb2+0.28a2,|a|<|b|]]>atanab=π2ab0.28b2,|a|>|b|]]>式中a和b分别是当前的正交的和同相的分量。由上式得到的结果能够进一步根据a和b的符号通过加或减180°移入-180°,180°区间内。
对于一个纯粹的音频信号，相位估计值是时间的线性函数，由下式给出
φ(t)=2π(θ-2100)t式中θ是输入音频信号的频率。如果相位倒转出现，相位估计值包含不连续性，此不连续性能够通过微分相位估计值并与一个阈值相比较被探测到。此不连续性以导数中的一个脉冲的形式出现，但是，相位的一阶导数包含一个未知的常数分量2π(θ-2100)，其应该被考虑进阈值中。在二阶和更高阶的导数中这个分量不出现，因此二阶导数为了检测的目的而被选择但并不限于此。当相位倒转发生时二阶导数包含两个相邻的具有相反极性的脉冲，否则它接近为0。如果人们用相应的差分来近似求导数，脉冲的高直接与出现的相位改变相关联。二阶差分能够被计算为
d(t)=φ(t)-2φ(t-τ)+φ(t-2τ)式中τ差分标符的整数基数值。
为了检测相位倒转，探测器因此计算相位的二阶差分并且将结果转换到(-180,180)度区间内并且将结果的绝对值与阈值在比较器46中进行比较。在一个实施例中，阈值被设为132.5°，也即110到155°的平均值。如果输出有两个相邻的峰，在时间上被差分算符的基数值分开，则可确定相位倒转发生。
如果音频信号的相位改变180度，就像图7(a)-(b)中所示那样，一次差分，φ(t)-φ(t-τ)，包括由音频信号的频率所决定的常数以及高度为180度的峰。第二次差分由两个180度的峰组成。常数分量被去掉。然后二阶差分与阈值作比较。为了简化此比较，二阶导数首先被转换进入反函数的主值的区间，也就是如果需要通过加减360度进入(-180,180)度。进一步的简化是通过对二阶导数取绝对值来达到。所以，只有一个正阈值被需要。但是，注意这正好是执行程序的一个简化。如果二阶导数在二个分开为τ的时刻上超过阈值，则判定相位倒转发生。
低通滤波以这样一种方式影响信号，即在解调器输出中的相位跃变在几个相继采样范围上被平滑，甚至在二次采样信号中也一样。为了降低这种伸展的负效应，二阶差必须以一个足够大的基数τ被比较。按照本发明的一个实施例，等于八个采样的基值能够被采用。
本专业的普通技术人员将会意识到，本发明能够在其它不偏离它的精神和主要特点的具体形式下被实施。现在所揭示的实施例因此在各个方面被考虑为说明性的而不是限制性的。本发明的范围是由附加的权利要求而不是由前面的说明来指明的，并且所有来自等价的方法范围内的改变因此被意味着包含在其中。