一种相干光OFDM通信系统中级联补偿的方法技术领域
本发明涉及光通信系统技术领域，尤其涉及一种相干光OFDM通信系统中级联补偿
的方法。
背景技术
目前，相干检测成为高速长距离光传输系统的首选，单载波100G相干接收已实现
商用，相干光OFDM通信技术是未来400G、1T光传输系统的有力备选方案。OFDM技术对光纤色
度色散(CD)和偏振模色散(PMD)具有很高的容忍度，且很容易与高阶调制格式(如m-QAM和
m-PSK)相结合，获得高频谱效率。但是相干检测对由激光器线宽引起的相位噪声特别敏感，
尤其是OFDM信号由于其具有长符号周期，相位噪声将严重影响以及恶化系统性能，因此在
相干检测接收端需要严格的数字域跟踪、估计和补偿。
同时，由于相干光通信固有的信号调制和解调的特点，理论上严格要求I路和Q路
信号之间相互正交，且两路的幅度要相等。然而实际应用中，IQ调制器偏置点的不匹配、I/Q
两路线缆不匹配、非理想的90°光混频器以及光电二极管响应率不同等，都会引起接收信号
的幅度和相位不匹配。调制信号的相位和幅度不匹配统称为IQ不平衡，IQ不平衡又包含发
射端IQ不平衡和接收端IQ不平衡，无论是发射端还是接收端的IQ不平衡都会严重影响系统
的性能。
发明内容
本发明的目的是提供一种相干光OFDM通信系统中级联补偿的方法，该方法解决了
相干光OFDM系统中激光器相位噪声对信号解调制的影响，估计与补偿了发射端IQ不平衡因
子，提升了系统传输性能。
一种相干光OFDM通信系统中级联补偿的方法，所述方法包括：
步骤1、在相干光OFDM通信系统的发射端设计导频子载波分配方案；
步骤2、在相干光OFDM通信系统的接收端采用相位共轭导频辅助法补偿所述发射
端的激光器相位噪声；
步骤3、在所述接收端进一步采用频域二阶估计算法估计所述发射端的IQ幅度和
相位不平衡因子；
步骤4、进一步消除所述发射端的IQ不匹配造成的系统性能恶化，以提升接收信号
的信噪比。
在所述步骤1中：
所述设计的导频子载波分配方案包括：局部子载波分配和间插子载波分配。
在所述步骤2中，所述采用相位共轭导频辅助法补偿所述发射端的激光器相位噪
声的过程具体为：
将每个导频子载波乘上一个相位量φm是激光器线宽引起的公共相位误差；
利用发射端设计的共轭导频序列，得到公共相位误差的估计值表达式为：
其中，arg(·)表示取累乘后导频序列的相位，为利用导频序列估计出的公共相
位误差值；
再将相干光OFDM通信系统的信号子载波乘以从而去除激光器相位噪声的影
响。
在所述步骤3中，所估计出的发射端的IQ幅度和相位不平衡因子表达式为：
其中，ε和Δφ分别表示发射端的IQ幅度和相位不平衡因子；
c为已知常数，NP为导频子载波的个数，I和Q表示相干光通信系统发射端的两路信
号，rI和rQ表示接收端I路和Q路信号。
在所述步骤4中，所述消除发射端的IQ不匹配造成的系统性能恶化的过程具体为：
假设相干光通信系统发射端信号的I路和Q路分别为SI和SQ，且存在发射端I/Q两路
幅度和相位不平衡ε和Δφ，则得到接收端的信号表达式为：
最终得到补偿后的信号表达式为
其中，
由上述本发明提供的技术方案可以看出，上述方法解决了相干光OFDM系统中激光
器相位噪声对信号解调制的影响，估计与补偿了发射端IQ不平衡因子，提升了系统传输性
能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用
的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本
领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他
附图。
图1为本发明实施例所提供相干光OFDM通信系统中级联补偿的方法流程示意图；
图2为本发明实施例所提供的导频子载波设计的方案示意图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整
地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本
发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施
例，都属于本发明的保护范围。
首先对相干光通信系统中发射端IQ不平衡和接收端IQ不平衡对接收信号产生的
影响进行说明：
假设存在发射端相位不匹配因子θt和幅度不匹配因子εt，经光IQ调制器后，输出的
电场强度表达式为：
其中，是输入激光器的电场强度，ωS和分别表示发射端
激光器的初始角频率和相位。在理想情况下，θt＝0，εt＝1，此时输出电场强度变为Eout(t)＝
Ein(t)·(IS+jQS)。
基于3dB耦合器的相干接收机是由4个3dB耦合器和一个90°移相器组成，为了简化
和不失一般性，假设耦合器C1存在幅度不匹配因子εr(即是耦合器的耦合系数)，其余3个耦
合器为理想状态，同时存在相位不匹配因子θr。理想情况下3dB耦合器的耦合系数εr＝1/2，
此时的传递函数可以表示为：
经过耦合器C1、C2、C3和C4的电场传递函数关系式分别表示为：
级联以上4个式子，可以得到输入信号电场和本振信号电场与输出E1(t)、E2(t)、E3
(t)和E4(t)的关系为：
经过平衡接收机后，可得输出光电流的表达式为：
其中，是光电二极管的响应度，在相干检测中理想情况下不考虑光电二极
管的响应度不匹配的情况，把式(9)中解得的电场表达式代入式(10)和(11)后得到：
进一步简化后得到表达式为：
()*表示共轭，利用X(t)+X*(t)＝2Re{X(t)}的性质，可得到如下简化式
假设不考虑噪声的影响，ES(t)是经过光纤传输后的携带信号的光电场强度，它的
表达式如式(3)所示，本地振荡器的电场强度表达式为ωLO和
分别是本振的初始角频率和相位。
将ES(t)和ELO(t)的表达式代入式(16)和(17)可得
其中，在信号激光器和本振激光器频率相同且无相位噪
声的条件下θ＝0，式(18)和(19)改写为：
上式即为存在IQ不平衡情况下发射端I路和Q路信号与接收端信号的关系式，用矩
阵的形式可以表示为：
在理想情况下，θt＝0，θr＝0，εt＝1，代入式(22)可得
此时，I路和Q路完全正交且幅度相等。
从OFDM信号入手，当发射端存在IQ不平衡时，可得到如下推导过程：
在发射端，OFDM基带信号为x(t)，经IDFT变换后可得时域第m个符号的表达式为
其中，N是OFDM信号的子载波个数，dt[k]表示第k个子载波，TS是OFDM符号周期，fk
是第k个子载波的频率，要保证各个子载波的正交性要求fk＝(k-1)/TS。
在接收端，经过DFT后变换到频域，则第k个子载波的表达式为
w[m]表示接收到的第m个OFDM符号，在不考虑IQ不平衡和信道噪声的情况下，有w
(t)＝z(t)，z(t)＝x(t)，z(t)是接收到的OFDM基带信号，同时可得接收端dr[k]等于发射端
值dt[k]。
假设存在发射端的幅度和相位不匹配因子，分别用变量ε和δ表示，接收端的时域
基带信号受到发射端IQ不平衡的影响，其表达式改写为：
w(t)＝μz(t)+λz*(t) (26)
其中，引入由于发射端IQ不平衡导致的失真参数μ和λ，它们与发射端的幅度和相
位不匹配量ε和δ有关，μ＝cos(δ)+jεsin(δ)，λ＝εcos(δ)-j sin(δ)。
当发射端I路和Q路处于平衡状态时，式(26)中ε＝0，δ＝0，可得到μ＝1，λ＝0。
因此，在存在发射端IQ不平衡状态下，接收到的频域OFDM信号第k个子载波的表达
式变为
在不考虑噪声时，z(t)＝x(t)，则将其代入式(27)后
得到
其中，是的镜像。
当存在发射端IQ不平衡时，OFDM子载波以发射端光载波为对称中心产生一个镜
像；相似地，当存在接收端IQ不平衡时，接收到的OFDM子载波会以本地振荡器频率为中心产
生一个镜像。因此由于对称位置的子载波镜像的干扰，调制信号的星座图会发生畸变，引起
载波间干扰，严重影响并降低信号的传输性能。
下面再结合附图对本发明实施例作进一步地详细描述，如图1所示为本发明实施
例所提供相干光OFDM通信系统中级联补偿的方法流程示意图，所述方法包括：
步骤1、在相干光OFDM通信系统的发射端设计导频子载波分配方案；
在所述步骤1中，所述设计的导频子载波分配方案包括：局部子载波分配和间插子
载波分配。
如图2所示为本发明实施例所提供的导频子载波设计的方案示意图，图中的a表示
局部子载波分配方案，b表示间插子载波分配方案，具体来说：
假设导频子载波的个数为2NP，对称分布在以直流分量DC为中心的两侧，且满足如
下关系：
假定直流分量DC处标注为0位置，DC左边NP个导频位于负半轴，DC右边NP个导频位
于正半轴。在两半轴上相邻导频子载波相位差为π/2，且正负半轴上相应导频满足相位共轭
的关系。
步骤2、在相干光OFDM通信系统的接收端采用相位共轭导频辅助法补偿所述发射
端的激光器相位噪声；
在该步骤2中，采用相位共轭导频辅助法补偿所述发射端的激光器相位噪声的过
程具体为：
将每个导频子载波乘上一个相位量φm是激光器线宽引起的公共相位误差；
利用发射端设计的共轭导频序列，得到公共相位误差的估计值表达式为：
其中，arg(·)表示取累乘后导频序列的相位，为利用导频序列估计出的公共相
位误差值；
再将相干光OFDM通信系统的信号子载波乘以从而去除激光器相位噪声的影
响。
步骤3、在所述接收端进一步采用频域二阶估计算法估计所述发射端的IQ幅度和
相位不平衡因子；
具体来说，采用频域二阶估计算法估计所述发射端的IQ幅度和相位不平衡因子的
过程为：
设定所述发射端的导频子载波信号表达式为：
p[k]＝ck·ejkπ/2,|k|＝0,1,2...,NP. (31)
p[k]表示第k个子载波的表达式，ck是第k个强度导频的幅度；
将导频子载波信号变频调制，得到所述发射端的信号表达式为：
PI(k)＝cos(2πf0t+kπ/2)，PQ(k)＝sin(2πf0t+kπ/2)；
假设存在发射端IQ不平衡，接收端I/Q两路为理想状态，不在考虑范围之内。根据
式(22)经过光纤信道后接收到的基带电信号的表达式为
其中，ε和Δφ分别是发射端的幅度和相位不平衡因子，Hk是信道响应传递函数，f0
表示调制光载波的频率，ω[k]是信道高斯噪声。
然后利用强度导频信号估算出ε和Δφ的值，具体实现过程如下所述：
令代入式(33)，对rI[k]作如下变换，可得到
在信道均衡之后，采用频域二阶矩估计算法提取出发射端IQ不平衡因子。相邻导
频的相位差为π/2，可得到如下期望关系式
在导频设计过程中ck与ck+1的幅度值一致，利用接收到的导频信号，把计算得到的
平均值代入式(35)和(36)可得：
其中把A和B的值代入式(37)中可解得IQ幅度
和相位不平衡因子为
c为已知常数，NP为导频子载波的个数，I和Q表示相干光OFDM通信系统发射端的两
路信号。
步骤4、进一步消除所述发射端的IQ不匹配造成的系统性能恶化，以提升接收信号
的信噪比。
在该步骤4中，所述消除发射端的IQ不匹配造成的系统性能恶化的过程具体为：
假设相干光OFDM通信系统发射端信号的I路和Q路分别为SI和SQ，且存在发射端I/Q
两路幅度和相位不平衡ε和Δφ，则得到接收端的信号表达式为：
最终得到补偿后的信号表达式为
其中，
综上所述，本发明实施例所提供的方法能够解决相干光OFDM系统中激光器相位噪
声对信号解调制的影响，估计与补偿了发射端IQ不平衡因子，提升了传输系统性能，具有低
计算复杂度，可以很容易地在硬件平台实现。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，
任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，
都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范
围为准。