频率误差的校正方法 【技术领域】
本发明涉及一种在CDMA类型的移动通讯网络中的频率误差校正方法，CDMA是英文“Code Division Multiple Access(码分多址)”的缩写，这里对于一个基站而言用户数目是与网络中的功率控制密切相联的。
更特别地，发明涉及到无线电通讯领域特别是涉及到无线电通讯的终端领域。背景技术
在一个CDMA类型的通讯网络中提出了频率误差的估计和其校正问题。频率误差是由于在移动无线电通讯终端中振荡器石英的不同物理现象而引起的，因而它引起了频率地偏移。该现象可与温度、石英随时间的原子衰变相关。
由于该现象，移动无线电通讯终端的振荡器因而就不能总是与基站的振荡器同步。因此频率误差就可能降低可以恢复二进制信息的解调性能，其结果是可能造成信息的丢失。另外，频率误差还会在传播信道的估算性能上具有一个直接的冲击。
因此，为在基站和移动无线电通讯终端之间获得一个良好的同步这一目标中，可以在终端的本地振荡器中使用一个非常精确的石英。然而，石英越精确就越昂贵。因此，一个具有该种石英的振荡器对于应用在移动无线电通讯终端的制造中而言太过昂贵。
另一个解决方案是对于信号基波段部分，也就是说信号数字部分，使用频率误差校正，并且对于无线电信号处理完全保留了使用传统石英的一个低成本本地振荡器。在该特殊情况中，本发明就是在这种情况中，频率校正这样的十分公知的技术已经存在了。这些技术可以分为两种类型。
一方面，我们可以发现基于频域分析的技术，它在于显现出一个复合信号中频率的不同，并且分别确定其幅值及相位。因此，借助于快速傅里叶变换操作就能够计算出一个功率谱。从所获得的功率谱估算中，就可以实现相对于0赫兹参考频率的频谱移动的估算。因而，在补偿由于频率误差造成的偏移这一目的中，这涉及到频谱的定中心。最后，应用一个快速傅里叶逆变换的操作，以返回到时间域中，并且因此继续相应的信号处理。
另一方面，我们发现基于时间分析的频率误差校正技术。频率误差在一个公共信道中被计算，在公共信道中所传送的信息对于移动终端是公知的。因此，校正是通过在输入信号上的符号来施以符号的。该步骤在频率误差和输入信号之间要求使用一个复数积。因此，该乘积要求借助一个正弦和余弦函数的计算。
上面所披露的频率误差校正技术的主要缺陷是当其用在CDMA类型移动终端上时，它所造成的非常大的计算复杂性。另外，这些解决方案中没有任何一个考虑到信道估算的过滤问题。发明内容
因此，发明通过提供一种用于在CDMA类型移动无线电通讯终端上使用的频率误差校正方法，来克服前述背景技术的缺陷，该方法是根据频率误差值而自适应的，以调节计算的复杂性。因此，发明提出了三种频率误差校正的校正模式。一种是对应于非常精确的频率误差校正的闭合环路模式，一种是对应于粗糙校正的开放环路模式以及一种是完全没有频率校正的模式。该系统能够在频率误差校正时根据需要适应所应用的计算复杂性，并且完全保证解调时性能不受损害。
因此，发明涉及一种用于移动无线电通讯终端接收机输入信号中的频率误差的校正方法，其特征在于它使用三种不同的频率误差处理模式之一，分别对应于没有任何频率误差校正的处理模式，对应于频率误差粗糙校正的开放环路处理模式以及对应于频率误差精确校正的闭合环路处理模式，频率误差处理模式通过一个中央处理单元来被选择，这一方面是基于频率误差的值，另一方面是基于信道系数过滤模块的品质控制单元所确定的品质因数。
根据发明方法的另一个特征是它包括一个预先的步骤，该步骤估算输入信号中所出现的频率误差，误差来自所述输入信号的传播信道的冲激响应，所述的频率误差估算借助于一个相位误差估算来进行。
根据发明的一个特殊的实施例，频率误差估算使用一个可变周期性。
所估算的频率误差根据多个频率误差估算来被过滤，以得到一个平均频率误差。
品质因数的作用是控制信道系数过滤的效率。
为此，品质因数根据一个信噪比来被确定。
发明还涉及一个频率误差校正装置，该误差出现在用于通过传播信道与一个远程发射机进行通讯的移动无线电通讯终端接收机(REC)多路输入信号中，其特征在于它包括一个应用三种不同的频率误差处理模式的中央处理单元，三种模式分别对应于没有任何频率误差校正的处理模式，粗糙频率误差校正的开环处理模式和精确频率误差校正的闭环处理模式，处理模式一方面根据频率误差的值，另一方面根据信道系数过滤模块的品质控制单元所确定的品质因数来被确定。
与频率估算过滤模块相连接的频率误差估算模块被用于向中央控制单元提供频率误差值。
为使用频率误差的粗糙校正，根据发明的装置还包括一个用于向信道过滤模块提供没有频率误差的传播信道冲激响应的信道估算校正模块，以及一个用于在被过滤的传播信道冲激响应中重新导入频率误差的传播信道冲激响应处理模块。
最后，根据本发明的装置的特征在于，为使用频率误差精确校正，它还包括一个闭合环路，该环路由连接于频率校正模块的平均频率误差过滤模块构成，该频率校正模块在输入端接收多路信号，并且在输出端提供一个没有频率误差的多路信号。附图说明
发明的其他特点和优点将通过下面对参照附图的特殊实施例的描述来被更加清晰的显现出来，在附图中：
-图1是一个移动无线电通讯系统瑞克类型，公知的英文为“rake”接收机模块示意图，在这种情况下没有使用任何频率校正；
-图2是一个使用开放环路频率校正的接收机模块示意图；
-图3是一个使用闭合环路频率校正的接收机模块示意图；具体实施方式
图1，2，3的每一个描述了三种根据本发明的频率误差校正方法的单一处理模式中的一个。因此它们示出了根据发明的方法所提供的三种情形。图1，2和3中所有相同的模块和部件具有相同的标记。
在图1上，输入信号被用于移动无线电通讯终端的接收机REC的接线端上，输入信号包括远程发射机所发射的有用数据，在下面称为数据信号。它被提供给路径选择器电路1的输入端，信道估算器2的第一输入端，以及组合器电路8的第一输入端。数据信号是一个多路信号。路径选择器电路1包括一个连接到信道估算器2的第二输入端及组合器电路8的第二输入端的输出端。
信道估算器2包括一个输出端，它一方面连接于信道过滤模块3的第一输入端，另一方面连接到频率误差估算模块4的输入端。信道过滤模块3包括一个输出端，它一方面连接于组合器电路8的第三输入端，另一方面连接于品质控制单元或QCU7输入端。
频率误差估算模块4包括一个连接于频率误差估算过滤模块5的输入端的输出端。频率误差估算过滤模块5包括一个连接于中央处理单元或CCU6第一输入端的输出端。中央处理单元6包括一个连接于品质控制单元7输出端的第二输入端。中央控制单元6向信道过滤块3提供一个控制信号。
无线电信号在一个或多个路径上传播，这些信道可能会有障碍，电波在到达目的地之前会在障碍上反射。因此将会以不同的相位到达。
另外，延迟到达的电波经过一个较长的路线，因此其幅度可能更多地被减弱。
因此信号以失真的相位以或者幅度到达移动无线电通讯终端。
因而路径选择器电路1的作用是估算由于上面所解释的多路现象所引起的信号传输中的延迟。为此，路径选择器电路1对于每一个路径使用功率估算，因而能够消除延迟。路径选择器电路1在其输入端接收多路数据信号，并且利用背景技术中所公知的不同算法进行处理后在输出端提供数据信号在某一时间上的功率轮廓。
当不同的延迟由路径选择器电路1所进行的处理所确定后，信道估算器2开始工作，以便提供传播信道冲激响应的估算。换句话说，信道估算器2用于确定每一个路径的幅度和相位。一个信道的估算在所有的时隙上被执行。时隙通常用于确定一个时间片段，并且在我们的上下文中对应于0.6毫秒。
为提供传播信道冲激响应的估算，信道估算器7必须在其输入处一方面接收，多路数据信号，并且另一方面接收由路径选择器电路1所计算的延迟。实际上，为确定每一个路径信号的幅度和相位，信道估算器2必须知道每一路径的延迟值。因此每一路径的幅度和相位通过一个复数系数来被表示。对于表示每一路径的幅度和相位的所有系数构成了传播信道冲激响应CTR。
在信道估算器2的输出上，CIR信号因此被提供给频率估算模块4。而模块4用作确定瞬间频率误差的作用。具体地，频率误差以带有标记为的连续相位增量的多路信号循环来被表达。因此，频率误差估算问题可以被当作相位误差估算问题来处理。
瞬时相位误差(t)在模块4中从时间t和t+1所获得的两个连续的信道估算之间的相位差来被计算。因此，所有的时隙，相位误差被估算。
根据发明的一个最佳实施例，由频率误差引起的相位误差的估算在最大功率的路径上执行，也就是说所接收的功率是最大的那个路径上。
然而，在标准UMTS模式FDD的范围内，这里UMTS是英文《UniversalMobile Telecommunication System(全球移动无线电通讯系统)》的缩写，FDD是英文《Frequency Division Duplex(频分复用)》的缩写，每个时隙进行10个信道估算，然后进行平均。
因此在该标准范围内，每一时隙的信道估算对应于10个信道估算的平均。因此(t)的值是在该平均值上的估算。所以，在一个时隙上，频率误差可以是很大的使得不能够恢复信息。
因此，根据发明的另一个实施例，相位误差可以以一个可变的周期被计算。所以(t)的值不仅可以在信道的十个信道估算值之后被估算，而且还可以在例如五个信道估算值之后被估算。
然后表示频率误差的瞬间相位误差(t)在过滤模块5中被过滤，以消除随机相位误差或者由多普勒效应引起的相位误差。因此瞬间相位误差(t)是通过一个传统的低通滤波器来在多个估算值上进行平均，其方程如下：
m(t)＝β.m(t-1)+(1-β).(t)，这里0＜β＜1
因而平均相位误差m(t)，它表示平均频率误差，被提供给CCU6，CCU确定相位误差是否足够大得危害到解调性能。因此，频率误差估算模块4和频率误差估算过滤模块5能够给中央控制单元6提供频率误差值。
当相位误差m(t)不被CCU看作是足够大时，就使用没有校正的频率误差处理模式。因而中央控制单元向信道系数过滤模块3发送一个命令信号，以向其表明不需要考虑频率误差。在过滤模块3中的信道估算过滤能够考虑多普勒效应，也就是说由于无线电通讯终端移动速度所引起的信道系数估算误差。因此，信道过滤模块3基于无线电通讯终端的速度过滤信道估算。在该没有校正的处理模式中，多普勒效应加入造成的频率误差所引起的偏差并不被看作是妨害。
所以，CCU在几个有限的可能性中命令使用一个信道过滤：高移动速度，中等移动速度，低移动速度以及完全没有移动速度的信道过滤。
因此，信道估算过滤模块3使用来自信道估算器2的信道系数过滤。该过滤能够获得过滤的信道系数并且能够削弱由于多普勒效应引起的信道系数估算误差。模块3在其输出上提供了一个改进的信道冲激响应CIR’，它考虑到移动无线电通讯终端的移动速度。因此CIR’信号一方面提供给组合器电路8，另一方面提供给品质控制单元7。
品质控制单元7的作用是确定过滤的信道的估算品质因数qual_est，它随信噪比SIR而变化。品质因数qual_est能够控制过滤模块3中所实现的信道系数的过滤效率。品质因数qual_est由QCU7提供给CCU6，它将同样考虑该参数以确定使用没有任何校正的频率误差处理模式。
为使用频率误差处理模式，CCU因而一方面基于频率误差的值，由平均相位误差m(t)表示，并且，另一方面基于品质因数qual_est的值。
组合器电路10因而组合所有的路径成一个相关的单一路径，也就是说以校正相位误差和延迟的方式。组合器电路10将延迟第一时间到达的信号，以便与那些延迟到达的信号一同考虑，以使得能够完全同时组合它们校正相位。为此，组合器电路8在数据信号和传播信道的被过滤的冲激响应CIR’的结合值之间进行一个复合积(produit complexe)。在输出处提供一个功率增强的数据信号data′。
然而，在频率误差足够大的情况下，以使得必须面临频率校正，CCU6可以命令使用开放环路频率误差处理模式，它对应于一个粗糙的频率误差校正。该开放环路的频率误差处理模式参照图2被描述。相对于前述的没有使用任何校正的频率误差处理模式以及相对于后面参照图3将要描述的使用闭合环路的非常精确的频率误差校正处理模式，它对应于中等的计算复杂性。
因此，在信道估算器2和信道过滤模块3之间有一个信道估算校正模块9。该模块9在输入处一方面接收来自信道估算器2的表示传播信道冲激响应的信号CIR，另一方面接收来自φ(t)过滤模块5的平均相位误差m(t)。模块9在输出处向信道过滤模块3提供一个校正的信号CIR’。
传播信道冲激响应处理模块10在输入处接收来自信道过滤模块3的信号CIR”并在输出处向组合器电路8提供一个信号CIR。
最后，CCU6向模块9，3和10提供一个命令信号。
实际上，CCU如同前述参照图1的没有校正的处理时一样，接收(t)过滤模块5一部分的平均相位误差m(t)的值。在该开放环路处理模式中，CCU估算相位误差m(t)足够大，以需要频率校正。因此CCU向校正模块9发送一个命令信号。
频率误差校正在于在信道估算系数CIR和复数e-jm(t)之间执行一个复数积。因此复数积e-jm(t)*CIR能够重新使信道系数相对于平均相位误差m(t)同相，以使得模块3中的信道系数过滤不受频率误差的影响，并且只考虑多普勒效应。模块9能够在传播信道的冲激响应CIR中抽出频率误差的作用。因此模块9在输出处向过滤模块3提供没有频率误差的传播信道冲激响应CIR’。
必须要注意的是，该处理模式当信道系数在模块9中被同相时，对于时隙中所有符号应用没有区别的同一相位误差m(t)。实际上，φm(t)对应于在所有时隙上的一个平均估算。因此开放环路处理模式使用粗糙频率误差校正，但仍然在由CCU所确定的多数情况中是足够的。
因此，由模块9所同相的信道冲激响应CIR′被提供给信道过滤模块3，它在接收到由CCU所发送的命令信号后将过滤信道系数，以考虑多普勒效应。所以，信道过滤模块3的输出信号CIR″对应于一方面考虑了相位误差，另一方面考虑了多普勒效应误差的过滤了的传播信道冲激响应。
因而，信号CIR″被提供给处理模块10，其作用是在信号CIR’’中再引入表示频率误差的相位误差，以便组合器电路10来考虑。实际上，组合器电路10接下来在数据信号和过滤的信道系数之间执行一个复数积，以便在输出处提供一个功率增强的数据信号data′。
在CCU发送的命令信号冲激下，模块10在信号的过滤系数CIR″和复数e-jm(t)之间执行一个复数积。复数积e-jm(t)*CIR”能够得到一个冲激响应CIR，这里相位误差被重新引入。因此，在组合器电路8中的处理可以不带误差地被执行。
最后，QCU，在信号CIR的基础上，将根据信噪比确定品质因数qual_est。品质因数qual_est能够检验信道过滤效率，并被提供给CCU。因此在CCU上的QCU环路引起一个系统附加控制，并且能够精炼要使用的频率误差处理模式。
最后，由发明提供的最后一种处理模式是图3上所示的闭合环路处理模式。该处理模式能够考虑需要非常精确校正的频率误差。因此，它对应于性能最好的处理模式，但造成要比前述处理模式高得多的计算复杂性。
实际上，相对于图1的图示，图3的图示包括了一个闭合环路，它由一个与频率校正模块12相连的平均频率误差m(t)过滤模块11构成。模块11在第一输入端接收一个来自瞬间相位误差(t)过滤模块5的信号，并且在第二输入端上接收一个来自CCU6的命令信号。
模块11包括一个连接于频率校正模块12第一输入端的一个输出端。频率校正模块12包括一个第二输入端，在其上提供有信号数据。最后，模块12包括一个输出端，它提供一个一方面与信道估算器2输入端相连，另一方面与组合器电路8输入端相连的数据信号data′。
如前所述，CCU6一方面接收过滤模块5的平均相位误差m(t)的值，另一方面接收由QCU7所计算的品质因数qual_est的值。当这些值超过一个预定义的阈值时，该阈值对于解调会造成很大的损害，CCU命令使用闭合环路处理模式。
因此，CCU向过滤模块11提供一个命令信号，以启动闭合环路频率误差处理过程。闭合环路频率误差处理继续进行直到环路收敛。环路收敛的时间是几毫秒的级别。
模块11根据下列过滤等式过滤平均相位误差m(t)：
φ(t)＝φ(t-1)+α.m(t)，这里0≤α≤1
α的值由CCU根据我们希望在环路中具有的收敛速度来被确定。
因此，φ(t)的值被提供给频率校正模块12，它在值e-jφ(t)和数据复数信号之间执行一个复数积，以便同相。与开放环路处理模式相反，频率校正直接在数据信号上被实现，而不是自传播信道的冲激响应上实现。所以频率校正由符号来使用符号，这就使得所有符号同相。因此闭合环路处理是非常精确的，但它比前两个处理以计算复杂性而言成本要高得多。
在校正模块12的输出处，数据信号data′被提供给信道估算器2，估算器将在该数据信号data′基础上提供没有频率误差的传播信道冲激响应CIR。因此一个剩余频率误差估算通过剩余频率误差估算模块4在信道冲激响应CIR的基础上被使用。该剩余误差估算在过滤模块5中被过滤，然后被提供给CCU。CCU命令闭合环路处理持续到剩余频率误差消失。
当环路收敛时，数据信号data′是准确涉及频率误差的。由路径选择器电路1和信道估算器2来进行的数据信号data′的传统处理如同没有频率误差一样地进行。信道系数因而被信道过滤模块3在由CCU所发送的命令信号的冲激下被过滤。因此组合器电路8可以在数据信号data′上执行其处理，并在输出处提供功率增强的数据信号data″。
因此，根据发明的方法能够同时管理两个问题：频率误差校正和信道估算过滤。实际上，它能解除由于频率误差，它包括多普勒效应，所引起的频率偏移，及由此降低的信道过滤效率。根据发明的方法能够在频率误差校正所必需的计算复杂性和解调性能之间找到一个最佳的折衷。实际上，解调器的性能是紧密地与信道过滤的选择及频率校正的精确度相联系的。