一种二次谐波反相抵消功能电路技术领域
本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种二次谐波反相抵消功能电路。
背景技术
二次谐波：严格来讲任何器件如晶体管、场效应管都是非线性的，但是非线性特征
不尽相同，例如某一器件的非线性特性如图1所示，显然i＝f(v)是非线性的，当在VQ上叠加
一个交变电压时，即v＝VQ+Vicos(wt)时，电压波形与电流波形发生了严重的畸变，这就是非
线性结果。通过傅立叶变换可以分解为无穷多个余弦之和i＝I0+I1icos(wt)+I2icos(2wt)
+···，其中cos(wt)对于产品来说是有用的基波信号，而cos(2wt)就是无用的二次谐波
信号，从频率上可以看到二次谐波的频率是基波的二倍频，同理还有三倍频，四倍频等等，
由于二次谐波距离基波最近，需要在产品中滤除。
移动通信光纤拉远信号覆盖设备是目前解决三大运营商信号覆盖的盲区，弱区的
中继产品。整个系统的核心部分在信号的放大输出与低噪声接收。移动通讯的迅猛发展在
数年间从原有的2G通信模式很快进入到了LTE，这中间也有2.5G,3G的过渡，因为通信技术
的发展非常快，但是用户群体并没有随着技术的更新而更新，依然存在着2G用户，3G用户
等，为了满足所有用户的通信需求，硬件产品开发的过程中就要做到向下兼容。这就导致了
产品设计的集成话，工作在射频领域的信号对集成化设计很敏感，为了避免信号干扰各种
设计手段应运而生。例如现有2G移动GSM下行信号工作频率从934MHz-954MHz，移动TDD的A
频段1880MHz-1900MHz，显然如果这两种制式的集成，低频段的二次谐波会落在高频段的带
内。
为了避免这种情况的发生，业界的通常做法都是在低频段功率放大器输出端串联
滤波器。串联滤波器可以抑制二次谐波的幅度，但是也有弊端存在。例如滤波器的选择上，
如果选用腔体滤波器的话，虽然抑制度很好，但是体积较大，成本很高，从成本控制的角度
来说不划算。如果选用介质滤波器，虽然体积可以做小，但是有一定的插入损耗，而且由于
介质滤波器材料特性，本身的二次谐波谐振点抑制度较差。特殊情况这些滤波器并不能满
足指标要求，如果硬性要求滤波器的指标很好的情况下，无非要添加产品的成本。
目前业界较多使用介质滤波器作为二次谐波滤除的器件，如图2所示，BPF带通滤
波器。最明显的缺点就是插入损耗，即使做到很好的情况下，假设插入损耗为1.5dB,那么功
率放大器就要提高1.5dB的容量，这对于占整个产品成本比例较高的放大器来说无非是无
用的开销。功率的提高，整体产品设计的时候各个部分器件的能力都要随之提高。而且二次
谐波的抑制并不是很好，在指标要求不严格的情况下勉强可以达到指标要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种二次谐波反相抵消功能电路，解决输出链
路二次谐波对接收链路的干扰，将输出信号的二次谐波抑制到最低程度。
本发明提供了一种二次谐波反相抵消功能电路，包括输入耦合器C1、输出耦合器
C2，带通滤波器F1，放大器A1，移相器P1；输入耦合器C1从主信号线耦合信号，经过带通滤波
器F1和放大器A1和移相器P1留下相位相反的二次谐波信号，之后耦合链路二次谐波信号经
过输出耦合器C2再次耦合到主信号链路实现二次谐波抵消。
进一步地，经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，经过放大器A1放大使得耦合链
路二次谐波的幅度与主信号链路的幅度一致，经过移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相
位与主信号链路二次谐波相位相反；滤波器F1和放大器A1及移相器P1之间的顺序可以任意
互换。
进一步地，经过带通滤波器F1和放大器A1和移相器P1留下相位相反的二次谐波信
号，具体包括：
经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，然后经过放大器A1放大使得耦合链路二次
谐波的幅度与主信号链路的幅度一致，最后通过调整移向器P1使得二次耦合链路二次谐波
相位与主信号链路二次谐波相位相反。
进一步地，输入耦合器C1和输出耦合器C2的耦合度小于20dB。
进一步地，输入耦合器C1和输出耦合器C2的性能指标保持一致。
进一步地，输入耦合器C1和输出耦合器C2为定向耦合器或者微带线耦合器。
进一步地，带通滤波器F1为声表面滤波器。
进一步地，放大器A1为增益放大器，输出功率为mW级。
与现有技术相比，上述技术方案中的一个技术方案具有以下优点：
1、二次谐波与基波相差一个倍频程，所以二次谐波很容易提取。将提取的二次谐
波做反相再与输出信号叠加，保证提取的二次谐波幅度与输出二次谐波幅度相等，那么幅
度相等，相位相反的两个信号就会抵消，理论上抑制度会达到无穷大。
2、通过优化设计可以做到插入损耗0.2dB以内，这对功率放大器的要求降低了很
多，而且该电路不受输出功率的限制，可以应用在高功率的场合。对二次谐波的抑制度理论
上可以做到无限大，这取决于相位调节精度和器件的误差。
3、如果定向耦合器的插入损耗做到很低的情况，降低了功放输出能力，减轻功率
放大器的压力，自然可以选择价格更低，输出功率更小的功率放大器。
附图说明
图1是现有技术的非线性特征曲线示意图；
图2是现有技术的二次谐波抑制方法示意图；
图3是本发明的二次谐波反相抵消功能电路示意图；
图4是本发明的未添加二次谐波反相抵消功能电路的输出功率示意图；
图5是本发明的未添加二次谐波反相抵消功能电路的二次谐波幅度示意图；
图6是本发明的未添加二次谐波反相抵消功能电路的三阶互调示意图；
图7是本发明的未添加二次谐波反相抵消功能电路的增益示意图；
图8是本发明的添加二次谐波反相抵消功能电路的输出功率示意图；
图9是本发明的添加二次谐波反相抵消功能电路的二次谐波幅度示意图；
图10是本发明的添加二次谐波反相抵消功能电路的三阶互调示意图；
图11是本发明的添加二次谐波反相抵消功能电路的增益示意图。
具体实施方式
为了更好的理解本发明实施例提供的技术方案，也更好的与本发明实施例的技术
方案进行对比，下面首先通过举例的方式对现有技术中的实现方案进行简单的介绍。
如图3所示，本发明提供了一种二次谐波反相抵消功能电路，包括输入耦合器C1、
输出耦合器C2，带通滤波器F1，放大器A1，移相器P1；输入耦合器C1从主信号线耦合信号，经
过带通滤波器F1和放大器A1和移相器P1留下相位相反的二次谐波信号，之后耦合链路二次
谐波信号经过输出耦合器C2再次耦合到主信号链路实现二次谐波抵消。
经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，经过放大器A1放大使得耦合链路二次谐波
的幅度与主信号链路的幅度一致，经过移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相位与主信号
链路二次谐波相位相反；滤波器F1和放大器A1及移相器P1之间的顺序可以任意互换。
例如：第一种方案：先经过放大器A1放大使得耦合链路二次谐波的幅度与主信号
链路的幅度一致，后经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，最后经过移向器P1使得二次耦
合链路二次谐波相位与主信号链路二次谐波相位相反。
第二种方案：先经过放大器A1放大使得耦合链路二次谐波的幅度与主信号链路的
幅度一致，后经过移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相位与主信号链路二次谐波相位相
反，最后经过带通滤波器F1留下二次谐波信号。
第三种方案：经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，后经过移向器P1使得二次耦
合链路二次谐波相位与主信号链路二次谐波相位相反，最后经过放大器A1放大使得耦合链
路二次谐波的幅度与主信号链路的幅度一致。
第四种方案：先经过移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相位与主信号链路二次
谐波相位相反，后经过带通滤波器F1留下二次谐波信号，最后经过放大器A1放大使得耦合
链路二次谐波的幅度与主信号链路的幅度一致。
第五种方案：先经过移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相位与主信号链路二次
谐波相位相反，后经过放大器A1放大使得耦合链路二次谐波的幅度与主信号链路的幅度一
致，最后经过带通滤波器F1留下二次谐波信号。
为了使放大器A1起到了隔离的作用，最优采用以下顺序连接，如图3所示：经过带
通滤波器F1留下二次谐波信号，然后经过放大器A1放大使得耦合链路二次谐波的幅度与主
信号链路的幅度一致，最后通过调整移向器P1使得二次耦合链路二次谐波相位与主信号链
路二次谐波相位相反。在该电路中，放大器A1起到了隔离的作用，缺少了放大器A1的隔离作
用，在实际电路应用中会出现不可预知的缺陷，这就是模拟电路神奇的地方。
输入耦合器C1和输出耦合器C2的耦合度建议不要太小，推荐小于等于20dB的耦合
度。优选市场上的成品定向耦合器，这种定向耦合器一致性较好，隔离度较大，相位一致性
较好。如果考虑成本的原因可以选择自主设计的微带线耦合器，如果能够较好的设计，可以
达到与购买成品定向耦合器一样的指标，但是通常微带线耦合器的性能指标是频率的函
数，所以频率响应要弱于市场采购成品定向耦合器。输入耦合器C1和输出耦合器C2各项性
能指示保持一致。
带通滤波器F1的实现方式也有很多种，优先采用声表面滤波器，不仅仅因为带外
抑制度好，如果采用集总参电路搭建或者其他集总参数设计思想设计的滤波器端口匹配不
如声表面滤波器好，而且与前后器件级联的过程中相位不确定性较高，调试或者产品一致
性会较差。
放大器A1选择常用的增益放大器即可，输出功率为mW级。
移向器P1可以选择购买也可以自主设计。
产品在设计的过程中做好链路预算，确保相位可调范围满足要求，确保二次谐波
输出幅度保持一致。
如图4所示，标注(1)位置的原始信号，最简单形式包括了基波信号f1,二次谐波信
号f2.经过输入耦合器C1后，信号图形如(2),此时二次谐波信号f2幅度由于经过输入耦合
器C1降低。
经过带通滤波器F1后，基波信号f1被滤除，只剩下二次谐波信号f2,经过放大器A1
放大和移向器P1调整相位，二次谐波信号f2变为(4)，此时二次谐波信号f2的幅度和相位与
主信号链路的幅度和相位相比二次谐波幅度相等，相位相反，输出只有基波信号f1。
如图5至11所示，利用该二次谐波反相抵消电路进行实验，选用NXP(原Freescale)
放大器MW4S004N作为功率输出器件，通过安捷伦公司的ADS仿真软件仿真。从图5至11所示
仿真结果总结如下：
测试结果对比
Pout(dBm)
2nd谐波(dBc)
IM3(dBc)
Gain
未添加二次谐波反相抵消电路前
38.506
-26.229
-13.488
20.281
添加二次谐波反相抵消电路
38.504
-66.364
-12.748
19.579
从仿真结果可以看到二次谐波改善了40dB,这是很可观的，虽然这是理论值但是，
从方法上来说实际电路的精度控制的好的话，依然可以将二次谐波幅度抑制较多。其他指
标例如IM3(三阶互调)，Gain(增益)，Pout(输出功率)略有降低，这是因为二次谐波反相抵
消电路中定向耦合器插损带来的。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说
明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据
本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不
应理解为对本发明的限制。