基极电流偏置式准甲类电路 本发明涉及一种准甲类放大电路，它用在末级完全互补对称的放大输出电路中，可以是一级至多级达林顿完全互补对称输出电路。
目前，在准甲类功放领域，代表性的电路主要有“甲+类”电路、“新甲类”电路、“超甲类”电路、“无开关”电路等几种。这些电路的主要缺点就是电路复杂，使用元件多，调试困难，交流信号通路没有完全摆脱其它干扰信号的影响，保真度低。另一个缺点就是再开发性差，应用范围窄，不能与现今的一些新放大技术兼容。鉴于以上几点，使得准甲类功放的应用受到一定限制，长期没有流行起来。在传统准甲类电路中，电路比较简洁，性能指标较好的要数“新甲类”功率放大器。下面着重对“新甲类”放大器的原理与性能缺点做些简单分析。
新甲类放大电路采用同步偏置方式，使放大器在静态时，给输出管施加一定的偏压，使输出管处于甲类偏置状态，而当有交流信号输入时，输出管对交流信号而言又处于乙类工作状态，这样，电路不仅失真小，输出幅度大，而且效率也很高。
新甲类方式的原理如图1所示。在无信号输入时，二极管D1～D4均导通，由电源E0、E1、E2给功放管BG3～BG6提供不大的偏流，使输出管处于甲类偏置状态。当输入信号正半周时，因D1正偏，D2反偏，D3反偏，D4正偏，此时D1导通，D3截止，正半周信号经BG3、BG5放大。而D2截止，D4导通，电源继续维持向BG4、BG6提供一定的偏流，使B点电压维持一定值(由E2决定)。当输入信号负半周时，与之类似，D1、D4截止，D2、D3导通，使A点电压维持一定值(由E1决定)。使BG3、BG5管不致被截止。而负半周信号则由BG4、BG6放大输出。
图2是松下TechnicsSU-V6型音频放大器中所使用的新甲类功率放大器实际电路图。图中BG11、BG12和BG13、BG14分别构成互补型Vbe倍乘器，起着图1中的E0、E1和E2的作用。静态电流的大小可通过电位器W1和W2调节。通常先调节W1使之静态电流值达到规定值地一半，然后再调节W2使静态电流达到规定值。
新甲类电路为了提高它的性能指标，电流比较复杂。从表面上看，信号电流通路与偏置控制电路是分开的(即图1中的信号电流I和偏置电流I2是分开的)。但由于采用附加的恒压源对末级进行偏置，使得信号通路不可避免地耍受到其它干扰信号的影响。另外，新甲类电路是利用激励电流与恒压源通过二极管D1～D4对末级进行偏置的，在工作中，二极管D1～D4随信号变化交替出现导通与截止状态，必然要把二极管引起的开关电流注入到功放末级，经放大使末级出现开关失真，尽管末级工作在不截止状态。这就使新甲类电路的保真度受到根本性的限制。鉴于二级管开与关的非线性，使得新甲类电路只能采用末级负反馈的形式，即负反馈点从最末级引出，并且前级对后级进行电流驱动，不能用于电压驱动，否则新甲类电路的失真将急剧加大，甚至赶不上一般的乙类放大器。这样，新甲类电路的应用将受到极大的限制，不能与现今的新放大技术进行接轨。
另外，专利申请号为91104500，公告号为1068225的中国专利公开了一种互补推挽输出器的准甲类偏置电路，它具有第一和第二电阻/稳压二管并联结构。静态和小信号时，电阻起深负反馈作用。动态大信号时，隐压二极管提供了电流通路。末级输出管按准甲类方式工作。
本发明的目的是提供一种线路简洁可靠，调试容易，保真度高，应用范围广，技术指标可以达到纯甲类电路水平的基极电流偏置式准甲类电路。
本发明基极电流偏置式准甲类电路，末级采用恒流偏置，而不是采用恒压偏置，这一点与传统的末级偏置方式有着本质的区别。
本发明如图3所示，包括：基极电流偏置三极管Q1、Q2，Q1和Q2构成本准甲类电路的偏置电路。Q3、Q4为信号放大输出管。基极电流偏置三级管Q1的基极接信号放大输出管Q3的基极，基极电流偏置三级管Q2的基极接信号放大输出管Q4的基极。基极电流偏置三极管Q1的集电极与基极电流偏置三极管Q2的集电极相联，构成本准甲类电路的偏置电路。信号放大输出管Q3、Q4的发射极相联接，构成完全对称互补输出电路。激励偏置电流I1与I2分别从基极电流偏置三级管Q1、Q2的发射极输入。信号放大输出管Q3、Q4的集电极分别接电源，信号放大输出管Q3的发射极与信号放大输出管Q4的发射极的接点为输出端。
为了调节末级静态电流与基极电流偏置三极管Q1、Q2所处的“放大”与“饱和”状态，本发明分别在基极电流偏置三极管Q1、Q2的发射极与基极之间联接一个调节电阻R1、R2，如图5所示。
为了减少基极电流偏置三极管的发射极与集电极之间的电压，使基极电流偏置管在静态时处于轻微饱和状态，消除基极电流偏置三极管基极与发射极之间的结电容影响，同时保证正负半周输出信号的平滑连接，在基极电流偏置三级管Q1、Q2集电极间串接降压源E1(E2、E3)。降压源E1(E2、E3)可以是稳压管、二极管、电阻、Vbe倍乘器、互补型Vbe倍乘器及其它类型的降压源，如图6所示。
为了减少基极电流偏置三极管发射极与集电极之间的电压，消除基极电流偏置三极管基一集电极之间结电容影响，保证正负半周信号的平滑连接，在基极电流偏置三极管Q1、Q2的集电极之间串接降压二极管，如图8所示。
本发明基极电流偏置式准甲类电路，可以是一级至多级达林顿完全对称互补放大输出电路。如图6所示，即每一级完全互补对称放大电路各由一级基极电流偏置式电路进行偏置，它们的连接关系是，前一级完全互补放大电路的信号放大输出管的发射极分别接后一级偏置电路的发射极，最末一级完全互补对称放大电路的信号放大输出管的发射极相联的接点作为信号输出端接负载。
本发明与已有技术相比具有如下特点：
①线路简洁，特别是达林顿输出管级数少时更为简洁，可以不用调试就可投入使用，对偏置管与工作管的β值无特殊要求，只要接线无误就可正常运行。
②本电路的另一大特点是交流信号通路不变偏置电路与其它电路无任何污染，保真度高，其性能指标等同于纯甲类电路。
③本电路性能优越，稳定性极高，温度变化及管子的参数变化时，都能保持相当的稳定性，末级静态电流受偏置电流的变化影响很小，偏置电流的大与小，都可以使末级处于微导通状态。
④由于偏置电路使用元件少，不使用电容与电感等元件，并可以不用调试，稳定性高，所以便于集成化，易制出低失真的集成功率放大器。
⑤本电路用于前置放大电路与集成运算放大器中优点更明显。
⑥噪音低，响应速度快。
几点补充说明：
①对偏置管的选用唯一要特别注意的是它的频率特性，应尽量选用高端截止频率FT高的管子，并且其b-c结电容越小越好。
②对于最末一级的偏置管，其发射结必须具有一定的耐流值，以防功率放大时，发射结因电流过大而损坏。
③在静态时，如果不串接压源，最好把偏置管都调在放大状态，至少是一个处于放大状态，另一个处于轻微饱和状态。
④为了消除偏置管状态翻转时b-C结电容造成的不良影响，可以在偏置管的集电极串一电阻，稳压管或其它稳压电路。
下面结合附图进一步说明本发明的内容。
图1为现有技术新甲类功率放大电路原理图。
图2为松下TechnicsSU-V6型音频放大器中所使用的新甲类功率放大器实际电路图。
图3为本发明基极电流偏置式准甲类电路基本原理图。
图4为本发明基极电流偏置式准甲类电路工作实例图。
图5为静态电流调节原理图。
图6为完整的基极电流偏整式准甲类电路原理图。
图7为基极电流偏置式准甲类电路应用实例(一)。
图8为基极电流偏置式准甲类电路应用实例(二)
图9为基极电流偏置式准甲类电路应用实例(三)。
本发明如图3所示，包括：基极电流偏置三极管Q1、Q2，Q1和Q2构成本准甲类电路的偏置电路。Q3、Q4为信号放大输出管，基极电流偏置三级管Q1的基极接信号放大输出管Q3的基极，基极电流偏置三极管Q2的基极接信号放大输出管Q4的基极。基极电流偏置三极管Q1的集电极与基极电流偏置三极管Q2的集电极相联，构成本准甲类电路的偏置电路。信号放大输出管Q3、Q4的发射极相联接，构成完全对称互补输出电路。激励偏置电流I1与I2分别从基极电流偏置三极管Q1、Q2的发射极输入。信号放大输出管Q3、Q4的集电极分别接电压源，信号放大输出管Q3的发射极与信号放大输出管Q4的发射极的接点为输出端。
如图3所示，Q1、Q2为基极电流偏置三极管(以下称偏置管)，构成本准甲类电路的偏置电路。Q3、Q4为信号放大输出管(以下称工作管)。当输入端①、②加入激励电流I1、I2时，其方向如图3中的箭头所示，I1、I2的公共电流值部分通过偏置管Q1、Q2的集电极被分流掉，即图中的电流IC，而工作管Q3、Q4靠偏置管Q1、Q2的基极电流保持导通状态，即图中的电流Ib1、Ib2。只要I1、I2不为零，Ib1、Ib2就不为零，Q3、Q4管就不会截止。因为Q1、Q2管的β值一般都很大，因此偏置管Q1、Q2的集电流Ic近似等于输入偏置电流I1、I2的公共值部分，差值I1-I2通过偏置管的基极被工作管加以放大。在放大电路技术中，输入推动电路就会使I1、I2随信号源加以变化，其差值I1-I2的变化就反映着信号源信号的变化，差值I1-I2就会被Q3、Q4管如实地加以放大，而工作管Q3、Q4始终却不会截止。这就是本准甲类偏置电路的原理所在。简单地说，就是输入偏置电路得用激励电流的公共值部分使工作管处于甲类偏置状态，而差值却如实地被工作管加以放大。
下而结合具体的电路来说明本准甲类放大器的工作过程。如图4所示，本线路图是一个十分简单的功放电路，Q1、Q2构成偏置电路，Q3、Q4为功率输出管，Q5、Q6构成推动电路。静态时，在电流I1、I2的作用下，偏置管Q1、Q2的基极电流Ib1、Ib2使Q3、Q4管有一个小的偏流。在输入端加入一个正电压就会使驱动电流I1增大，Q1饱和，增大的电流通过Q1的基极流入Q3的基极进行放大。同时I2减少，使Q2工作于放大状态，Q2的基极电流使Q4维持微导通状态。无论I1如何增大，I2如何减少，只要I2≠0，Q4就不会截止。当输入端加一个负电压时，I1减少就会使Q1处于放大状态，I2增大使Q2处于饱和状态，电流差I2如何增大，I1减少就会使Q2的基极流入Q4的基极而被放大。无论I2如何增大，I1如何减少，只要I1≠0，Q3管就不会被截止。当输入端输入正弦信号时，Q1、Q2就会交替出现放大与饱和状态。饱和的偏置管向功放管提供推动电流推动负载工作，放大状态的偏置管用来承担分流任务并通过基极电流使末级不出现截止状态。
对于图4的放大电路，无论在静止状态或放大状态，如果激励偏置电流I1和I2很大，由于Q1和Q2的分流作用，使电流I1、I2大部分通过偏置管的集电极分流掉了，只有极少一部分电流注入功放管的基极，使功放管始终保持一个小的偏流值，其偏流值与I1、I2处于同一个数量级。在放大电路中，由于I1和I2都很小，大约几个微安左右，这说明本准甲类电路能保持很高的效率，末级偏流值能保持相当大的稳定性。
从基极电流偏置式准甲类电路的工作原理可以看到，对于图3与图4，偏置管Q1、Q2实质上为“放大状态”控制管，即在信号放大过程中工作管是处于“信号放大状态”，还是处于“微导通休息”状态，是由偏置管的“饱和”与“放大”状态决定，当偏置管处于饱和状态时，受它控制的工作管则处于“信号放大”状态，否则处于“微导通休息”状态。偏置管Q1与Q2“饱和”与“放大”状态的“转挽”过程，就是工作管对“信号放大任务”的“交接”过程，而偏置管的工作状态是由激励电流I1与I2决定的，与工作管所处的状态无关，可见这种准甲类偏置方式为“自主动”偏置方式。这一点与传统准甲类电路的“被动式”或“它偏置”方式完全不同。例如上面所说的“新甲类”电路和就属于“它偏置”方式，即用其它的恒压源将末级偏置在一定状态。“自主动”偏置方式的特点就是保真度高，完全杜绝了其它干扰信号的“污染”。
对于图3与图4的电路，在静态时，当激励电流I1和I2一定，Q1、Q2、Q3、Q4的β值一定时，末级的静态电流就确定了，不能进行调节。并且在静止状态，Q1、Q2偏置管受“β值不同”的影响，一个处于放大状态，另一个处于饱和状态，而不能都处于放大状态，因为这时“信号放大任务”的交接不是在正负半周信号的连接处完成的，而是在信号某半部完成的。
对于上述问题，可以在偏置管的发射极与基极之间并一电阻，使电阻与偏置管的基极同时向工作管提供偏置电流，从而增大末级静态电流，如图5所示。这时假设Q1处于放大状态，Q2饱和，出现两种情况：①减少R1值，R2不变，可以使末级静态电流加大，R1保持不变，减少R2的阻值，末级静态电流不变，只到R2减少到使Q2处于放大状态，这时再减少R2的值，可以使末级静态电流变大，但这时Q1会由放大状态变为饱和状态。②增大R1值，R2不变，可以使Q3、Q4静态电流减少，直到Q1处于饱和状态，再增大R1阻值，Q3、Q4静态电流不变，但时Q2管会变为放大状态。如果R1不变，增大R2的值，静态电流不变。
如果Q1处于饱和状态，Q2处于放大状态，调整R1和R2的阻值，会得到相同的规律。
从上面分析知道，调节处于放大状态的偏置管并联电阻值，可以调节末级静态电流，减少饱和偏置管并联电阻值，可以使偏置管由饱和状态变为放大状态，因为这时通过饱和管基极多余的电流从电阻上通过了，从而让偏置管处于放大状态。
对于上述所说的基极电流偏置式准甲类电路，末级只有一级互补对管放大输出，所需要的推动电流很大，实际上应用范围很小，现可以采用下面的电路，见图6，即末级由多级达林顿互补对管放大输出，每一级互补对管各由一级偏置电路进行偏置。其原理与作用与一级偏置电路是完全一样的，只不过所需要的推动电流很小，输出能力更大，电流放大倍数等于各级放大倍数的乘积。实际上前置放大电路使用一级，在功放电路中，一般使用两级，很少使用三级的，超过三级的根本没用过。
图6是比较完整的基极电流偏置式准甲类电路基本原理图。只要取其中的1～3级接上不同的输入与推动电路，就可以构成各种性能较好的准甲类放大器。
如图7所示，此电路为本发明的应用实例(一)。
此电路和很简单，但性能却十分好。第一级为双差分输入电路，恒流偏置，镜像电流源作负载，其特点是输出阻抗少，线性好，频响宽。第二级为共射——共基电路，大大提高了线性与频率响应，第三级为两级达林顿输出电路，采用本发明的基极电流偏置式准甲类电路，使末级不出现开关与交越失真。需强调说明的是，偏置管的集电极串联的稳压管与三个二极管是为了减少偏置管的集——射极电压，消除偏置管状态转挽时b-c结电容造成的影响。正确选择稳压管与二极管的压降值，使偏置管都处在轻微饱和状态，即可消除b-c结电容影响，又可保证两级达林顿管同步转挽时正负半周信号的平缓过渡，其效果将达到最佳。如果将稳压管与二极管挽成Vbe倍乘器，使用更为方便。
如图8所示，此电路为本发明应用实例(二)。
即用在集成运放中。在集成运算放大器中，只要末级采用图8的电路，各项指标将提高。
如图9所示，此电路为本发明应用实例(三)。
此电路的最大特点是末级采用无大环负反馈形式，前级并且为电压推动。第一级为菱形双差分输入电路，失真少，速度快。第二级为射极跟随器，进行缓冲放大，减少前级的负担并提高后级的线性与频响，第三级为电压放大级，第四级为两级达林顿输出电路，采用基极电流偏置式，使末级不出现开关与交越失真。第一、二、三级共同组成电压放大级。第四级增益OdB，为一电压跟随器。此电路的特点是综合失真比一般的无大环负反馈电路低得多，听感也更加美好。另外，末级偏置管的集电极串入了Vbe倍乘器，代替上例中的稳压管和二极管，使用很方便。把偏置管调在饱和状态，其性能将会更好，因为热稳定性也将得到根本保证。只是电路稍微复杂一点。另外，末级输出管去掉了发射极电阻，而将它串在了集电极中，作为其它用。消除了此电阻引起的电压失真。而其它的准甲类电路却不能将此电阻省略，因为省掉此电阻，末级电流将无法精确控制，热稳定性也得不到保证，这也是本电路的一大优点。