用于高度集成通信接收机的自动增益控制方法 【技术领域】
本申请案主张拥有2001年3月28日申请的美国临时申请案序号第60/279,126号的优先权，其整个发明在此一并作为参考。
本发明主要是关于一种用于增益控制的电路及方法，且尤其是关于用于无线或有线通信系统中增益控制的电路及方法。
背景技未
图1说明概念上分为为模拟前端及基带数字信号处理器(DSP)两个主要部分的无线接收器。如图1所示，在接收器100中模拟前端106通过天线102接收调制信号，放大此调制信号并向下转换此调制信号直接成为低频信号108或通适当的中频(IF)。此低频模拟信号108由模拟至数字转换器转换为数字位并送到基带DSP部分110来解调制以及进一步数字处理。DSP部分110的输出112被使用者接收。
模拟前端一般需要有良好敏感度并检测希望的信号，即使是微弱的信号强度及线性度。在用于射频集成电路(RFI(cs)不同类型的结构之间，直接转换结构，或是称为零拍，有着低功率应用的优点。
图2显示相关技术直接转换接收器200的方块图。直接转换接收器200很重要，因为其可以通过在一芯片中处理完成频道选择滤波，此有助于减少芯片外组件的数目，并借此达成更佳的微型化。如图2所示，相关技术的直接转换接收器200为包含一天线202之高集成接收器，该天线202通过双重滤波器206连接到低噪声放大器(LNA)210。LNA 210具有一分别连接到第一混波器216及第二混波器218之输出212。串行程序化界面220接收来自直接转换接收器200之外的输入223，并还接收来自晶体振荡器227的输出229。串行程序界面220将频道设定224输出至频率合成器228。时脉发生器222还接收晶体振荡器227的输入225并将参考时脉226输出至频率合成器228。频率合成器228是由PFD 232、回路滤波器230、预量器234、及电压控制振荡器(VCO)236制成。通过相位移电路244接收频率合成器228的输出240。此相位移电路244具有发送到混波器216地+45°输出246以及发送到第二混波器218的-45°输出248。
在相关技术的直接转换系统200中，通过双重滤波器206并由LNA 210放大的所要RF信号由混波器216直接向下转换，因为本地振荡器(LO)频率246(其为来自频率合成器228的相位移信号240)等于所要RF信号的载波频率。向下转换信号250由可变增益放大器(VGA)252在基带(BB)滤波器256之前放大使得大小足够大到克服BB低通滤波器256的大噪声区域，在模拟数字转换器(ADC)260之前，其输出直接转换接收器200的一个频道280(例如，同相频道I)。混波器218，VGA 266，BB滤波器270及ADC 274运作来输出直接转换接收器200的第二频道276(例如，正交相位频道Q)。
直接转换结构的简单提供了优于超外差结构的两项重要优点。第一，避免了伪影产生的问题，因为在超外差接收器的中频(IF)为直接转换接收器中的基带(例如，FIF＝0)。结果，不需要图象滤波器且LNAs不需要驱动50-欧姆的负载。第二，可以用低通滤波器以及基带放大器取代IF SAW滤波器及随后的向下转换级，低通滤波器以及基带放大器都可以轻易在单芯片中实现。
然而，相关技术的直接转换接收器有着高效能射频接收器的缺点。首先，以主动式滤波器对频道外干扰的排拒比被动式滤波器更为困难，因为主动式滤波器与相对被动式滤波器相比出现更严峻的噪声-线性-功率折衷。然而，现将说明几个相关技术的基带电路的拓普候选者。
如图3中所示，将相关技术基带电路300a的输入302接着传送到可抑制频道外干扰的低通BB滤波器304，借此使串联的放大器308成为非线性、高增益VGA放大器。低通滤波器304还可使ADC 312有适度的动态范围。然而，放大级前的低通滤波器304为基带电路300a中加入麻烦的噪声-线性折衷。ADC 312的输出314为此基带结构的输出。
如图3所示，第二个相关技术的基带电路300b缓和对LPF噪声的要求同时要求较高的放大器效能。在此基带电路300b中，将输入316起始发送到VGA 318，且通过低通BB滤波器322接收VGA 318的放大信号320。通过ADC 326接收BB滤波器322的输出324。ADC 326的输出328为第二基带结构的输出。
如图3所示，第三相关技术的基带电路300c展示频道滤波在数字领域的使用。在基带电路300c中，将输入330发送到VGA 332，且通过ADC 336接收VGA 332的输出334。BB滤波器340接收ADC 336的输出338。BB滤波器340的输出342为第三基带电路300c的输出。在第三基带电路300c中，ADC 336必须同时达成高度线性以便在最小的互相调制干扰下将信号数字化，并且展现远小于信号位准的热与量化噪声区域。
如上所述，通过将上述方法结合而缓和图3中显示的个别基带结构所需要的折衷，如此将放大及滤波散布在若干增益与滤波器级上，其可使效能最佳化。在现代通信系统中，所需要的频道滤波必须超过60 dB以便排拒邻近频道中的干扰。同样，所需要的信号增益必须超过70 dB。不管是图3中所显示的任何组态，没有外部被动组件的基带电路的实现相当困难，因为前端级具有严格的动态范围需求。然而，基带电路个别组件的动态范围需求可通过采用若干串联的增益与滤波级来加以缓和。
图4为显示一相关技术直接转换接收器的方块图。如图4所示，直接转换接收器400包含具有多个放大器及滤波器的基带电路420。然而，可依据系统需求对基带电路420的特定组态加以修改。
如图4所示，RF信号由天线402接收并由双重滤波器406滤波，且滤波信号408由LNA 410放大。通过混波器414中本地振荡器(LO)信号416将滤波的放大信号412向下转换为基带信号。在基带电路420中，混波器的输出418在输出到ADC 442之前被不同的放大及滤波。如图4所示，基带电路420使用串联连接在混波器414与ADC 442的间第一VGA 422、第一BB滤波器426、第二VGA 430、第二BB滤波器434及第三VGA 438，其产生直接转换接收器400前端的输出444。
相关技术的通信接收器400实现在基带电路420中的专属增益控制设计以赋予解调制期间的最佳效能。尤其是对于CDMA的系统，自动增益控制回路在决定系统效能上具有关键的重要性。然而，图4展示的复杂基带电路具有各种缺点。当如图4所示将散布的滤波设计合并时，增益控制变得很困难，因为尽管普遍考虑到干扰位准，整体增益控制也会散布在好几个增益级间。
图5A及5B为说明直接转换接收器400中复合基带电路420的可变系统效能的图表。直接转换接收器中的每一增益与滤波级具有其最大及最小信号位准的限制，也就是每个增益与滤波级具有受限制的动态范围。任一级中的信号位准应该位于该级的动态范围中。
图5A显示信号位准在限制内的情况下的信号传递图503。如图5A所示，在信号传递图503中，系统400具有最大限制510。在天线402的输出接收及测量时，所要信号546小于一干扰输出548，。在LNA 410的输出412，所要信号位准550增加，然而，干扰位准552也增加并维持大于此信号位准550。所要信号位准554在第一VGA422的输出上增加，但是干扰位准556增加并维持大于所要信号位准554。在第二VGA434的输出，信号位准558大于干扰位准560。在第三VGA 438的输出440，信号位准562处于输入到ADC 542所需的输出位准515，而干扰位准564明显的降低，相较于希望的信号位准562。
另一方面，图5B显示在增益分布不恰当的情况下的信号传递图表505。如图5B所示，在(问题)信号传递图表505中，系统400具有信号位准520的最大限制。在被天线402的输出接收及测量时，所要的信号位准572小于干扰信号位准574。在LNA410的输出412，信号位准576增加，然而，干扰位准578也增加并维持大于所要的信号位准576。所要的信号位准580在第一VGA 422的输出上增加，但干扰位准582增加并维持大于信号位准580。此外，干扰位准582在信号位准520的最大限制的上而造成线性问题530。在第二VGA 434的输出，信号位准584大于干扰位准586。在第三VGA 438的输出440，信号位准588位于输入到ADC 442所需要的信号位准525上，而与信号位准588相比，干扰信号位准592明显的降低。在如图5A及5B展示的两种情况下，整体增益是相同的，但是系统400效能在图5B展示的情形下将严重的恶化。
图6为显示相关技术超外差接收器的方块图。如图6所示，超外差接收器600包含天线602，其具有发送到双重滤波器606的输出604，而双重滤波器606的输出608由LNA 610接收。LNA 610的输出612由图像排斥滤波器614接收，且图像排斥滤波器614的输出616由混波器618连同LO信号620一起接收。混波器618的输出622由SAW滤波器624接收。将SAW滤波器624的输出626送到第二VGA 628，其输出630由集成BB滤波器632接收。集成BB滤波器632的输出634由ADC 636接收。
相关技术具有AGC功能的超外差接收器600利用IF SAW滤波器624来将干扰降低到与所要的信号位准相比而言微不足道的位准。此外，外部SAW滤波器的动态范围没有限制，因此可以滤波掉大的干扰而没有相互调制。这是通信接收器使用这种组态的主要原因。在相关技术超外差接收器600中，增益控制如图7所示的相当简单。
图7为说明超外差接收器600的级增益的图。如信号传递图表705所示，超外差接收器600有信号位准710的最大限制。在图7说明的情况下，当由天线602输出时，干扰位准742大于所要的信号位准740。在LNA 610之后，所要的信号位准744已增加，但维持小于干扰位准746。混波器618之后，所要的信号位准748增加而干扰位准750也增加并维持大于所要的信号位准748。SAW滤波器624的输出726，所要的信号位准752与干扰位准754相比更强。在VGA 628之后，所要的信号位准756增加而干扰位准758维持与干扰位准754相同的位准。在输入到ADC 636之前，所要的信号位准760处于所要的信号位准715，而与信号位准760相比，干扰位准762降低。
在相关技术超外差接收器中，当所要的信号位准小到位于ADC的整个动态范围中时，基带调制解调器发送出指示增益增加的新信号。当所要的信号位准较大时，基带调制解调器降低增益以免使ADC过载。
如上所述，相关技术接收器具有各种缺点。当将分配的增益并入到相关技术接收器中时，增益控制会被分配在好几个增益级之间其分配时考虑界面位准。然而，在相关技术接收器中每个增益级自行校正其增益，整体的增益回路会变成不稳定因为在增益控制期间发生多重反馈回路。
将上述上面的参考以引用方式并入本文，其适于额外的或替代的细节、特点及/或技术背景的适当较示。
【发明内容】
本发明的一个目的为至少解决上述问题及/或缺点并至少提供下文说明的优点。
本发明另一个目的是提供接收器及其操作方式，其实质的避免相关技术的至少一个缺点。
本发明另一目的是在有线或无线接收器中提供自动增益控制，其中将频道选择滤波与增益指定分配在许多个增益与控制级。
本发明的另一个目的是提供增益控制电路，其监测接收器内部信号位准并在增益控制中反应这些监视位准。
本发明的另一个目的是提供具有个别增益级的接收器及其操作方法，其中基带调制解调器产生实际的增益控制。
本发明的另一个目的是提供具有个别增益级的射频接收器，且一增益控制电路通过增益级来调整增益以便减少稳定性问题及线性问题。
本发明的另一个目的是提供射频接收器及其操作的方法，其提供增益控制，其通过接收每一增益级的检测读数并修改分配的增益量来控制接收器中的整体增益以提供稳定且强健的增益控制方法来达到增加线性及增加相对于噪声的效能。
本发明的另一个目的是提供射频接收器及操作的方法，其通过将关于每个内部级的信号位准的足够先前信息提供到基带调制解调器或接收器本身，降低高度集成的射频接收器的增益控制问题。
本发明的另一个目的是提供射频接收器及操作的方法，其提供自动增益控制，其控制从低噪声放大器到模拟至数字转换后的放大器的所有增益级。
本发明的另一个目的是为高度集成射频接收器提供自动增益控制装置，其控制从起始放大器到模拟至数字转换器后的后置放大器的所有增益控制级来增加系统的效能，而不会恶化线性及稳定性。
本发明的另一个目的是提供可靠的高速、低噪声、单芯片CMOS RF通信系统及其使用方法。
本发明的另一个目的是在单芯片上提供CMOS RF接收器，利用接收器中的多个增益控制级以及基带结构，将其集中控制来符合选定RF频道的所要增益。
为至少全部或部分实现上述目的及优点，并根据本发明的目的，如所举实例及广泛说明，提供了直接转换通信系统，其包含一第一增益级(其将具有载波频率的接收信号中的选定信号放大)、一解调制混波器(其将接收到的放大载波频率选定信号混波并输出基带选定信号)、一基带放大电路(其包含多个增益级，该多个增益级接收基带选定信号并选择性将频道中的信号放大到预订的大小)，以及一耦接到增益级接收器输出并控制每个增益级的增益控制器，其中增益控制器控制增益级间的分配增益以达到预订的整体增益。
为进一步地至少全部或部分实现上述目的及优点并根据本发明的目的，如所举实例及广泛说明的，提供了操作通信系统的方法，其包含接收具有载波频率的选定信号的信号，首先将接收到的选定信号放大，监测第一放大的选定信号的第一输出位准，将第一放大的选定信号混波来输出调制的选定信号，其频率从载波频率下降，将解调制的选定信号二次放大直到选定的信号达到预订的标准，其中第二次放大包含依次放大选定信号，检测第二放大选定信号的第二输出位准，将第二放大的选定信号数字化，决定数字化选定信号的放大量并产生与其对映的增益控制信号，并根据增益控制信号以及第一与第二输出位准控制在第一与第二放大间的增益分配。
本发明额外的优点、目的及特点将在下文的说明中做部分的描述，且一般了解此项技术者在检测下文时或从本发明的实施中将不难理解其部分内容。可实现并获得如附加的权利要求中特定指出的本发明的目的及优点。
【附图说明】
将参照下列图表详细说明本发明，其中相似的参考数字表示相似的组件，其中：
图1为展示相关技术无线接收器的方块图；
图2为展示相关技术直接转换射频接收器的方块图；
图3为直接转换接收器的示范基带结构的方块图；
图4为展示相关技术中在基带结构中具有多个增益级的直接转换接收器的方块图：
图5A-5B为展示图4系统中的信号传递的图表；
图6为展示相关技术超外差接收器的方块图；
图7为展示图6系统中的信号传递的图表；
图8为展示根据本发明通信系统的较佳实施例的方块图；
图9为展示根据本发明功率控制方法的较佳实施例的流程图；
图10A-10B为展示根据图9的方法对多个增益级的增益降低处理的图表；
图11A为展示根据本发明RF接收器功率控制方法的另一个较佳实施例的流程图；
图11B为展示根据图11A的方法对多个增益级的增益增加处理的图表；
图12为说明根据本发明具有延迟间隔的增益控制方法另一个较佳实施例的图表；
图13为说明根据本发明具有延迟时间的增益控制处理另一个较佳实施例的图表；以及
图14为增益控制信号发生器的较佳实施例的图表。
【具体实施方式】
图8为展示根据本发明通信系统的较佳实施例的图表。如图8所示，通讯系统800包含RF接收电路803及基带调制解调器874。天线802将输出804发送到双重滤波器806。双重滤波器806的输出808由LNA 810接收，其输出815由混波器816级功率检测方块(PD)820接收。混波器816还接收LO信号824。混波器816的输出826由可变增益放大器(VGA)830接收。VGA 830的输出834由功率检测方块(PD)840及BB滤波器836接收。BB滤波器836的输出844发送到第二VGA 846，而第二VGA 846的输出850由PD 856及第二BB滤波器852接收。第三VGA 862接收第二BB滤波器852的输出860。第三VGA 862的输出866由PD 868接收并转移出RF接收器803进入基带调制解调器874，并输入到ADC 876。ADC 876的输出878发送入自动增益控制AGC方块884并成为系统800的输出信号。
控制信号例如AGC 884的GAIN_CTRL信号886及GAIN_SET信号888由增益控制器828接收。增益控制器828较佳是由额外的控制信号GAIN_FRZ_TIME 894(下文所说明)调整，并分别从若干PD 820、840、856及868接收功率检测输出822、842、858及870。增益控制器828分别将控制信号812、832、848及864输出到LNA 810、VGA 830、VGA 846及VGA 862。状态信号(例如来自增益控制器828的GAIN_RPT信号S9S)可以由基带调制解调器874的增益校正逻辑899接收。逻辑方块896分别接收AGC 884及增益校正逻辑899的输出890、891，并输出RSSI信号892。
现在将说明RF接收器803的运作。天线802接收RF信号。接收的RF信号由不同的RF频带组成。此后将选定的RF信号在双重滤波器806滤波。即，双重滤波器806将频带外的RF信号(例如，不相关的RF频带)移除。通过在混波器816上增倍，将通过LNA 810的频道中RF信号直接解调制成为基带信号，因为LO信号824的频率较佳等于载波频率。在基带电路829中将向下转换信号826三级放大。基频电路829较佳包含VGA 830、BB滤波器836、VGA 846、BB滤波器852及VGA 862。然而，本发明并非限制于此。例如，可将额外的增益级或其它电路的增益级并入基带电路829。向下转换信号826在通过对映BB滤波器836之前由VGA 830放大以免信号噪声比(SNR)被BB滤波器836注入的噪声所恶化。向下转换的第一放大滤波信号844在通过对映的BB滤波器852之前由VGA 850放大以降低由于低通滤波器造成的SNR恶化。向下转换两次的放大滤波信号860由VGA 862放大并成为ADC 876的A/D转换所需的个别信号。
如图8所示，系统800包含第一级(例如，LNA 810)、第二级(例如，VGA 830)、第三级(例如，VGA 846)以及第四级(例如，VGA 862)。第二到第四级包含在基带电路829中。因此，在基带调制解调器874控制下的RF接收器803较佳控制用于直接转换RF系统模拟前端所要输入信号的整体增益(例如，分配的)。
增益控制器828接受来自基带调制解调器874的、指示所需的增益调整的控制信号(图8中的GAIN_CTRL)。所有的增益级具有对应的功率检测方块(例如，图8中的PD)，其较佳检测特定对应级的输出功率位准。监测的功率位准用来放置位于对映增益级组件的结合动态范围内的信号位准。当此GAIN_CTRL信号由调制解调器874激活时，增益控制器828调整一或多级的增益同时考虑到PD的输出。然而，基带调制解调器874的增益控制可以在接收器803中实现。增益控制器828的监测功能确保每个增益级的功率输出位于其动态范围中。结果，所有通过多个增益级的信号通路符合噪声及线性的严苛需求。
图9为展示根据本发明功率控制方法较佳实施例的流程图。如图9所示，假设来自基带调制解调器的解调制信号功率过大。在步骤S900开始后，控制持续到步骤S905，其在开机后，将整体增益设定为最大值或最小值，此取决于基带调制解调器的特定执行。例如，通过设定每一增益级为最大增益以检测所要的信号(例如，频带内的RF信号)，可将整体增益设定为其最大位准。从步骤S905，控制持续到步骤S910，其中每一增益级中的PD运行并较佳将对应监测功率位准向增益控制器(例如，增益控制器828)报告。从步骤S910，控制持续到步骤S915，其中基带调制解调器检测来自解调制基带数字资料的输入频带内信号位准。从步骤S915，控制持续到S920，其中基带调制解调器做出决定要降低增益，较佳通过设定为DOWN或类似状态的GAIN_CTRL信号将增益控制信息发送到增益控制器。从步骤S920，控制持续到步骤S925，其中接收器的整体增益由增益控制器控制，其决定出哪一级要增益控制来达成改善的或最佳的效能。图9中的步骤S925说明了一示范决定处理。
如图9的步骤S925所示，将多个增益级中的一个调整(例如，最接近天线的级)到低于该级预定最大值(例如，Pmax，i)。从步骤S925，控制持续到步骤S930，其中做出接收器的级增益受否可以降低的决定。如果步骤S930中的决定是确定的，控制跳到步骤S950，其选定级的增益降低选定增益步阶大小。如果步骤S930的决定是否定的，控制持续到步骤S940，其整体增益由降低最后一增益级的增益(G(N))来降低选定增益步阶大小。从步骤S940级S950，决定输入频带内信号的增益决定，例如如图9所示，其控制跳回步骤S910。或者，此处理可以在步骤S940及S950后结束。
现将就图9-10B对增益调整处理的实例加以说明。如图10A所示，起始指定的增益1005在信号位准调整的前，第一级1022(e.g.，图8中的LNA 810)及第二级1024(例如，图8中的VGA 830)超过对应的信号位准1020(例如，其最大信号允许的位准)上限。当解调制的频带内信号位准升高时，DOWN信号(例如，GAIN_CTRL)从该调制解调器(例如，调制解调器874)产生。
因为增益控制器(例如，增益控制器828)已知每一级的增益指定及信号位准，该增益控制器可以直接决定改善的或是最佳的增益分配。这样的决定中使用的基准取决于射频接收器的实际组态，但一般而言是噪声与线性间的折衷。参看图10A，当输入信号位准1010向上，内部增益级中的信号位准上升大约相等的量。因为噪声与线性大部分取决于前端电路(例如，混波器后的LNA或VGA)，要求能让信号位准尽可能接近前端电路界限的最大值(例如图9中的Pmax)。因此，当要求增益降低时，降低最接近如图9展示的天线的级增益是合理的。然而，本发明并非要这样的受限制。同样，或如图10A展示的起始设定增益1005，第一与第二增益级中的信号位准超过最大界限，并因此，针对增益控制的第一级(LNA)的增益降低来实现改善的或最佳的增益分配。这个降低展示在图10A中的指定增益1005。信号位准的改变影响此调整的处理。
在图10A展示的范例中，某些增益级在对应的动态范围之外。实际中，这样的情形是可能发生的，因为预先的计划及电路设定是根据最糟情况的设想。因此，在严苛的传输条件下，如果电路有适当的设定，则接收器的信号位准良好的限制在界限中。尽管如此，应将决定功率位准或峰值位准设计为具有用于安全操作的适度边界值。
现在针对图10B对另一个范例增益调整处理加以说明。在图10B展示的范例中，增益指定1050中只有第二级有过度增益而不是第一级。第二级1024的信号位准在的信号位准1020上限之上。因此，增益控制器减少第二级的增益而非第一级的来达到改善的或最佳的增益分配1060。同样，在指定增益中的信号位准改变1055会影响增益调整的处理。
图11为展示根据本发明功率控制方法的另一个较佳实施例的流程图。如图11所示，假设来自基带调制解调器的解调制信号功率过小。增加增益的控制方法在步骤S1100开始。从步骤S1100，控制持续到步骤S1105，其中在开机后将整体增益设定为最大值或最小值，此取决于基带调制解调器的特定执行。例如，整体增益可以设定为最大位准来检测所要的信号。从步骤S1105，控制持续到步骤S1110，其中每一增益级的PD运行并较佳将其功率位准向增益控制器(例如，增益控制器828)报告。从步骤S1110，控制持续到步骤S1115，其中基带调制解调器检测来自解调制基带数字资料的输入频带内信号位准。从步骤S1115，控制持续到步骤S1120，其中基带调制解调器做出增加增益的决定，较佳通过设定为UP或类似的GAIN_CTRL信号将增益控制信息发送到增益控制器。从步骤S1120，控制持续到步骤S1125，其中接收器的整体增益受增益控制器的控制，其决定出那一级受增益控制来实现改善的或最佳的效能。图11中的步骤S1125说明了一示范决定处理。
如图11的步骤S1125所示，增加多个(例如，N)增益级中的一个(例如，1≤i≤N)(例如，最接近的级)但将其调整至低于该级的预定最大值(例如，Pmax)。从步骤S1125，控制持续到步骤S1130，其中做出增加接收器的级增益的决定，最好通过预定增益步阶大小。从步骤S1130，做出输入的频带内信号增益的决定，例如，如图11所示，控制跳回到步骤S1110。增加增益的设计准则包含调整增益(例如，级及/或整体增益)而不致让系统内整体线性的需求恶化。通过选择最接近天线的增益级，通过确保增益不会超过信号上限1120，可同时实现增加的或最佳的噪声及线性效能。
图11B展示增益增加处理的实例。因为在增益指定1150中描述的第一增益级没有足够的增益，额外的增益指定给第一增益级1110以产生增益指定1160。信号位准改变1155可以影响增益调整的处理并说明信号位准改变后的状态。
在根据本发明的增益控制系统及方法的另一个较佳实施例中，可通过调整增益步阶大小即可调整的延迟来调整增益的步阶大小。例如，可使用如图8展示的GAIN_SET 888及GAIN_FRZ_TIME 894信号，因而可实现更弹性及更快速的增益追踪。较佳将GAIN_SET与数字增益控制组件一起用于VGA中。在较佳的实施例中，如果在对应的VGA中使用增益设定缓存器，通过在接收器与基带调制解调器间的串行接口或其它可能的连接，可以将任意增益设定到所要的缓存器中。这样的好处是，可以增加增益设定处理的强健性，因为增益的设定是立即的并且非常准确。
GAIN_SET信号888可以做为增益校正的额外功用。即使增益特性在系统设计时具有相当的线性，因为处理的变动性，结果的增益曲线有可能是非线性的。通过比较设计值或指定增益的理想值以及特定系统800回报的实际结果，GAIN_SET信号888及GAIN_RPT信号898系用来校正这样的误差。当GAIN_RPT信号激活，最好的增益控制器送出由GAIN_SET信号产生的增益设定值到基带调制解调器或类似的。基带调制解调器通过比较此信息与解调制信号监测此增益误差。
GAIN_FRZ_TIME信号894可以做额外的控制功能。当增益步阶大小不一致时，GAIN_FRZ_TIME信号894可以最佳的用来控制增益的更新间隔。由应用者决定的，在接收器系统的实际设计中，特别是数字增益控制，增益控制的位数目是一负担且增加位的数目使得接收器更为复杂。根据通信系统及方法的另一个较佳实施例使用两个步阶增益控制做粗略及精细的调整。实际的范例中，接收器的状态以离散方式控制LNA的增益，甚至为切换模式。这种接收器系统的潜在问题是该接收器系统在解调制信号遇到突然的增益改变时会有SNR恶化，接着，造成信号的跳动。SNR的恶化在大的信号跳动很频繁时加剧。GAIN_FRZ_TIME信号894将佳用来降低SNR恶化的机率。GAIN_FRZ_TIME 894信号较佳以大的增益步阶大小并设定该级两次连续增益改变间的最小时间间隔送到增益级。因此，如图12说明的增益控制处理的较佳实施例所展示，GAIN_FRZ_TIME指示增益的连续粗调之间增益改变的数目。例如，如图12所示，粗调被阻止直到计数器直到达10(这只适用于图12，实际的数目取决整体结构)，即使粗调其增益的增益级的信号位准已符合上面针对图9及11A讨论的需求。
图13展示两步骤增益控制处理(例如，粗略及精细调整)的另一较佳实施例。如图13所示，做为增益冻结信号的GAIN_FRZ _TIME信号894定义为起始粗略增益调整的绝对时间间隔。因此，粗略增益调整在GAIN_FRZ_TIME间隔期间内只被激活一次。
图14为展示增益控制信号发生器的较佳实施例的图表。如图14所示，产生增益控制信号(例如，GAIN_CTRL信号)的发生器1400较佳是在数字增益回路中。与相关技术的PDM方法相反，基带调制解调器产生UP或DOWN信号取决于增益控制方向。当没有增益控制的讯息时，较佳不从调制解调器产生信号。如图14所示，例如，在发生器1400中使用三态缓冲器1410来实现这样的增益控制。在接收器端，将一电阻分配器1420及两位准检测器1430及1440用来形成参考发生器，其检测出增益改变的正负号。现在说明电路1400的运行。当没有增益改变时，COM节点1450保持在由串连连结在地电位及电源电压Vcc之间的两电阻R1、R2的相对数值所定义的电压上。当增益将要增加时，调制解调器通过产生UP_CNT信号1460的正脉冲产生UP电流。临限检测器1410或是COM节点的输入经历转变为高电位。COM节点的转变为高电位最佳地用来指示增益的增加。当增益要减少时，GAIN_DOWN信号经历从低电位到高电位的转变。较佳将GAIN_UP及GAIN_DOWN信号1464、1466当作增益控制器中的实际增益控制信号。因此，GAIN_UP及GAIN_DOWN信号产生对应的UP_CNT及DOWN_CNT信号1460、1462。因此，增益增加与增益减少信号可以利用有临限检测器及电阻分配器例如增益控制信号发生器1400协助操纵的信号传送。
如上所述，接收器的替代较佳实施例可以利用系统800实现，其具有包含GAIN_SET信号888、GAIN_RPT信号898及GAIN_FRZ_TIME信号894的额外控制信号。因此，对于上述系统800的较佳实施例这些信号为视情况可选。
如上所述，系统800从ADC 876产生单一输出信号。然而，系统800还可以包含第二混波器、第二基带电路及第二ADC来产生第二频道用的第二数字信号。因此，ADC 876的数字输出信号最好是I频道及Q频道的其中之一。两组信号I及Q较佳用来增加系统800识别或维持所接收信息的能力，不管噪声或干扰。发送出有不同相位的两种型态信号来降低信息遗失或改变的机率。此外，可将增益控制器828或额外的增益控制器用来根据本发明较佳实施例控制多级增益。
本发明可以实现为无线通信系统接收器，例如，GSM、PCS及IMT2000的增益控制。因为本发明处理有干扰问题的通信频道中的增益控制，本发明也可实现有线通信接收器，例如缆线调制解调器的增益控制。
如上所述，通信系统的增益控制系统及方法的较佳实施例有许多不同的优点。因为增益控制只由基带调制解调器激活，稳定性不是问题。当需要分散的增益配置时，例如，在干扰强大而信号微弱条件的情况下，接收器电路及其操作方法的较佳实施例增加增益控制的效率。在无线或有线的高度集成接收器或类似物中要求分散的增益配置以获得优良的噪声及线性效能。在集成的接收器设计中，较佳的实施例包含串级放大器及滤波器级。根据本发明的较佳实施例测量内部级的信号位准及相对于预定设计基准的增益改变。此外，可将接收器与控制的较佳实施例应用于增益粗略与精细调整合并的系统并降低由于使用独立AGC回路造成的问题而不管所使用的数字增益控制的型态。因此，在高度集积划射频接收器中实现自动增益控制的较佳实施例，其中频道选择滤波及增益指定系分配到好几个增益及滤波级上。较佳的实施例提供强健的增益控制回路，其有最佳的动态范围且无稳定性问题并产生增益控制信号做数字增益控制。
上述实施例及优点只具有示范性，而非为本发明的限制。易于将本较示用于其它类型的装置。本发明的说明只具有说明性，而不是限制本发明的范围。熟悉此项技术者不难了解许多替代方案修改及变化。在权利要求中，方法-加-功能的子句是要涵盖本文说明的结构，实现列举的功能而不只是结构的相等性并且也包含相等的结构。