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1、(10)申请公布号 CN 102201868 A (43)申请公布日 2011.09.28 CN 102201868 A *CN102201868A* (21)申请号 201110084574.8 (22)申请日 2011.04.06 H04B 10/155(2006.01) G02F 1/01(2006.01) (71)申请人 烽火通信科技股份有限公司 地址 430074 湖北省武汉市东湖开发区关东 科技园东信路 5 号 (72)发明人 张璋 杨宁 李玲 龙熙平 陈德华 (74)专利代理机构 北京捷诚信通专利事务所 ( 普通合伙 ) 11221 代理人 魏殿绅 庞炳良 (54) 发明名称 双。
2、并联 MZ 调制器的偏置控制方法与装置 (57) 摘要 本发明公开了一种双并联 MZ 调制器的偏置 控制方法与装置， 方法包括步骤 ： 将 DPMZ 输出的 光电流转化为电压信号分成两路， 进行低通滤波 和高通滤波， 得 DPMZ 输出平均光强和输出光强的 低频 RF 分量 ； 将时间分成连续若干组时隙， 每组 时隙包括时隙 1、 2、 3 ； 在时隙 1、 2 中控制两个 MZ 型调制器的偏置1、 2， 使DPMZ输出平均光强最大， 则偏置 1、 2 处最佳状态 ； 采用对数 RF 检波器检测 DPMZ输出光强的低频RF分量的功率， 用直流电压 Vrf 表示， 在时隙 3 中通过控制位延迟器。
3、的偏置 3 改变相位延迟， 使Vrf最小， 则偏置3处最佳状态。 本发明能提高 DPMZ 中两个 MZ 型调制器和相位延 迟器的偏置控制精度， 降低电路的复杂度和成本。 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 8 页 附图 5 页 CN 102201874 A1/2 页 2 1. 一种双并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 其特征在于包括以下步骤 ： A、 将双并联MZ调制器DPMZ输出的光电流转化为电压信号， 再将电压信号分成两路， 分 别进行低通滤波处理和高通滤波处理， 得到 DPMZ 输出的平均光强和 DPMZ 输出光。
4、强的低频 RF 分量 ； 将时间分成连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙 1、 时隙 2 和时隙 3 ； B、 在每个时隙1、 时隙2中， 分别控制DPMZ中两个MZ型调制器的偏置1、 偏置2， 使DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 则偏置1、 偏置2处于最佳状态 ； 采用对数RF检波器将DPMZ输 出光强的低频 RF 分量的功率检测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式表示， 在每个时隙 3 中通 过控制DPMZ中相位延迟器的偏置3， 来改变相位延迟， 使Vrf达到最小值， 则DPMZ输出光强 的低频 RF 分量的功率最小， 偏置 3 处于最佳状态， 相位延迟器的相位延迟等于 /2。 2. 。
5、如权利要求 1 所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 其特征在于 ： 步骤 B 中在每 一个时隙中， 只选择 DPMZ 中两个 MZ 型调制器和相位延迟器的偏置电压偏置 1、 偏置 2 和偏 置 3 中的一个， 进行监视和控制。 3. 如权利要求 2 所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 其特征在于 ： 在每一个时隙 中， 除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压保持不变。 4. 如权利要求 1 或 2 或 3 所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 其特征在于 ： 步骤 B 中所述对数 RF 检波器的带宽远小于所传输数据码流的速率。 5. 如权利要求 1 或 2 或 3 所述的双。
6、并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 其特征在于 ： 步骤 A 中所述电压信号中包含 I 码流和 Q 码流的低频 RF 分量。 6. 一种双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 与被控制的双并联 MZ 调制器 DPMZ 相连， 所 述DPMZ包括第一MZ型调制器、 第二MZ型调制器、 相位延迟器和监控光电二极管PD， 第一MZ 型调制器与监控PD相连， 第二MZ型调制器通过相位延迟器与监控PD相连， 其特征在于 ： 它 包括跨阻放大器、 高通滤波器、 低通滤波器、 对数 RF 检波器和反馈控制单元， 所述跨阻放大 器与 DPMZ 中的监控 PD 相连， 跨阻放大器顺次通过高通滤波器、 对数 RF 。
7、检波器与反馈控制 单元相连， 跨阻放大器还通过低通滤波器与反馈控制单元相连， 所述反馈控制单元与 DPMZ 中的第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器、 相位延迟器分别相连， 分别形成三条闭环控制回 路 ； 跨阻放大器将监控 PD 产生的光电流转化为电压信号， 并将电压信号分成两路输出， 分 别进入低通滤波器和高通滤波器， 低通滤波器将 DPMZ 输出的平均光强信号输入到反馈控 制单元， 反馈控制单元将时间分成连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙 1、 时隙 2 和时隙 3， 在每个时隙 1、 时隙 2 中， 分别控制第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器的偏置 1、 偏置 2， 。
8、使DPMZ输出的平均光强达到最大值， 则偏置1、 偏置2处于最佳状态 ； 高通滤波器将DPMZ输 出光强的低频 RF 分量发送到对数 RF 检波器中， 对数 RF 检波器将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率检测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式表示， 再将 Vrf 输入到反馈控制单元， 在每 个时隙 3 中通过控制相位延迟器的偏置 3， 来改变相位延迟， 使 Vrf 达到最小值， 则 DPMZ 输 出光强的低频RF分量的功率最小， 偏置3处于最佳状态， 相位延迟器的相位延迟等于/2。 7. 如权利要求 6 所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 其特征在于 ： 所述反馈控制 单。
9、元在每一个时隙中， 只选择第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器、 相位延迟器的偏置电压 偏置 1、 偏置 2 和偏置 3 中的一个， 进行监视和控制。 8. 如权利要求 7 所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 其特征在于 ： 所述反馈控制 单元保持每一个时隙中除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压不变。 权 利 要 求 书 CN 102201868 A CN 102201874 A2/2 页 3 9. 如权利要求 6 至 8 中任一项权利要求所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 其 特征在于 ： 所述监控 PD、 跨阻放大器和对数 RF 检波器的带宽均远小于所传输数据码流的。
10、速 率。 10. 如权利要求 6 至 8 中任一项权利要求所述的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 其 特征在于 ： 所述跨阻放大器输出的电压信号中包含 I 码流和 Q 码流的低频 RF 分量。 权 利 要 求 书 CN 102201868 A CN 102201874 A1/8 页 4 双并联 MZ 调制器的偏置控制方法与装置 技术领域 0001 本发明涉及光通信领域， 特别是涉及一种双并联 MZ 调制器的偏置控制方法与装 置。 背景技术 0002 在目前的光通信领域中， 以差分四相相移键控为代表的光相位调制器， 已经成为 业界的主流产品。在差分四相相移键控调制系统中， 应用最广泛的调制器。
11、为采用铌酸锂材 料制作的 DPMZ(Dual Parallel Mach-Zehnder modulator， 双并联 MZ 调制器 )。目前业界 正在研究的相干双偏振四相相移键控、 正交频分复用等先进调制格式、 以及未来的各种高 级调制格式， 也都将使用 DPMZ 作为调制器。因此， DPMZ 无论是在目前还是将来都有着广泛 的应用。 然而， 由于铌酸锂材料自身对温度和应力的敏感度较高的特性， 使处在在工作过程 中的 DPMZ 的偏置会随时间发生漂移， 使得输出的光信号畸变、 恶化。因此， 要实现精确的相 位控制， 获得较好的调制质量， 就必须通过一定的外围控制电路， 保证 DPMZ 的偏置。
12、始终处 于最佳状态。 0003 参见图 1 所示， DPMZ 包括 MZ(Mach-Zehnder， 马赫 - 曾德 ) 型调制器一 101、 MZ 型 调制器二 102、 相位延迟器 103 和监控 PD(PhotoDiode， 光电二极管 )104。DPMZ 的工作过程 如下 ： 将 I 码流调制到通过 MZ 型调制器一 101 的光上， 将 Q 码流调制到通过 MZ 型调制器二 102 的光上， MZ 型调制器一 101 和 MZ 型调制器二 102 并列。相位延迟器 103 将通过 MZ 型 调制器二 102 的光延迟一定的相位。分别通过 MZ 型调制器一 101 和 MZ 型调制器二。
13、 102 的 两路光合并到一路， 然后输出。在 DPMZ 的输出端口处， 通常会将输出光分出很小的一部分， 发送到一个集成的监控PD 104， 用作DPMZ输出光强的检测。 监控PD 104产生光电流， 光电 流的大小正比于 DPMZ 的输出光强。 0004 MZ 型调制器的特征曲线参见图 2 所示， 图中横轴表示施加在 MZ 型调制器的偏置 电压， 纵轴表示 MZ 型调制器输出的光强度。MZ 型调制器的特征曲线的输出光功率最大值 (Peak 点 ) 和最小值 (Null 点 ) 之间的偏置电压的电压差被定义为半波电压 V。MZ 型调 制器一 101 和 MZ 型调制器二 102 的偏置分别是。
14、偏置 1 和偏置 2， 通常偏置 1 和偏置 2 的最 佳设置是使得 MZ 型调制器一 101 和 MZ 型调制器二 102 处于 Null 点。偏置 1 和偏置 2 一 般通过监控 PD 104 上的平均光电流来控制。但是， 当 MZ 型调制器一 101 和 MZ 型调制器二 102 的偏置随着温度和应力的改变发生变化时， 监控 PD 104 上的光电流也会发生变化， 就 无法通过监控 PD 104 上的光电流判断到底是 MZ 型调制器一 101 还是 MZ 型调制器二 102 的偏置发生了变化， 不再处于 Null 点。相位延迟器 103 所延迟的相位与施加在相位延迟器 103 上的偏置 。
15、3 有关， 通常偏置 3 的最佳设置是使得相位延迟器 103 的相位延迟为 /2。 0005 对于 MZ 型调制器一 101 和 MZ 型调制器二 102 的偏置偏置 1 和偏置 2， 目前的控 制方法为 ： 通常在偏置 1 和偏置 2 上施加频率分别为 f1和 f2、 幅度很小的导频信号， 再在监 控PD 104的光电流中用同步检波的方法， 分别检出频率为f1和f2的导频信号的一次谐波。 通过判断频率为f1的一次谐波幅度是否最小， 来判断MZ型调制器一101是否处于Null点 ； 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A2/8 页 5 通过判断频率为 f2的一次。
16、谐波幅度是否最小， 来判断 MZ 型调制器二是否处于 Null 点。 0006 采用目前的方法， 需要两套独立的低频信号发生器和同步检波器， 导致电路十分 复杂。 同时， 因为有多个导频信号的存在， 会引起信号的劣化 ； 导频信号之间也会相互干扰， 既给电路设计带来了困难， 又进一步造成信号的劣化。 0007 对于相位延迟器 103 的偏置 3， 目前有以下两种控制方法 ： 0008 (1) 在偏置 3 上叠加一个频率为 f3、 幅度很小的导频信号， 然后从监控 PD 104 的 输出中检出频率为 f3的导频信号的二次谐波。当偏置 3 的设置使得频率为 f3的导频信号 的二次谐波幅度最大时， 。
17、偏置3刚好处于最佳状态， 使得相位延迟器103的相位延迟等于最 佳值 /2。 0009 (2) 直接从监控 PD 104 的输出中采样， 检出其中所包含的与数据码流 (I 码流和 Q 码流 ) 速率相同的 RF(Radio Frequency， 射频 ) 谐波信号。当偏置 3 的设置使得 RF 谐波 信号功率最小时， 偏置 3 刚好处于最佳状态， 使得相位延迟器 103 的相位延迟等于最佳值 /2。 0010 上述两种方法对 DPMZ 中相位延迟器的偏置电压的控制精度均有限。 0011 若采用第一种方法， 由于频率为 f3的导频信号的二次谐波很微弱， 需要复杂的同 步检波电路才能检出， 而且控。
18、制精度还不高 ； 要使得频率为 f3的导频信号的二次谐波幅度 最大， 又需要复杂的控制电路才能实现， 通常需要使用 DSP(Digital Signal Processor， 数 字信号处理器 ) 和高速高精度 ADC(Analog-Digital Converter， 模拟 - 数字转换器 )。再 加上用来检测频率为f1和f2的导频信号的两套独立的低频信号发生器和同步检波器， 至少 需要三套独立的低频信号发生器和同步检波器， 电路复杂， 器件成本高。采用第二种方法， 需要使用与数据码流速率相当的高速 RF 器件， 不仅电路复杂， 而且器件成本很高 ； 过高的 器件速率还引入了额外的噪声， 影。
19、响控制精度。 0012 综上所述， 采用目前双并联 MZ 调制器中两个 MZ 型调制器和相位延迟器的偏置控 制方法， 不仅控制精度有限， 而且控制电路的复杂度与成本较高。 发明内容 0013 本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足， 提供一种双并联 MZ 调制器的偏 置控制方法与装置， 能够提高 DPMZ 中的两个 MZ 型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制 精度， 降低控制电路的复杂度和成本。 0014 本发明提供的双并联MZ调制器的偏置控制方法， 包括以下步骤 ： A、 将双并联MZ调 制器 DPMZ 输出的光电流转化为电压信号， 再将电压信号分成两路， 分别进行低通滤波处理 和高通滤波。
20、处理， 得到 DPMZ 输出的平均光强和 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量 ； 将时间分成 连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙 1、 时隙 2 和时隙 3 ； B、 在每个时隙 1、 时隙 2 中， 分别 控制 DPMZ 中两个 MZ 型调制器的偏置 1、 偏置 2， 使 DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 则偏 置 1、 偏置 2 处于最佳状态 ； 采用对数 RF 检波器将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率检 测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式表示， 在每个时隙 3 中通过控制 DPMZ 中相位延迟器的偏 置 3， 来改变相位延迟， 使 Vrf 达到最小值， 则 DPM。
21、Z 输出光强的低频 RF 分量的功率最小， 偏 置 3 处于最佳状态， 相位延迟器的相位延迟等于 /2。 0015 在上述技术方案中， 步骤 B 中在每一个时隙中， 只选择 DPMZ 中两个 MZ 型调制器和 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A3/8 页 6 相位延迟器的偏置电压偏置 1、 偏置 2 和偏置 3 中的一个， 进行监视和控制。 0016 在上述技术方案中， 在每一个时隙中， 除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压 保持不变。 0017 在上述技术方案中， 步骤B中所述对数RF检波器的带宽远小于所传输数据码流的 速率。 0018 在上述技术方案中，。
22、 步骤A中所述电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量。 0019 本发明提供的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 与被控制的双并联 MZ 调制器 DPMZ 相连， 所述 DPMZ 包括第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器、 相位延迟器和监控光电二 极管 PD， 第一 MZ 型调制器与监控 PD 相连， 第二 MZ 型调制器通过相位延迟器与监控 PD 相 连， 它包括跨阻放大器、 高通滤波器、 低通滤波器、 对数 RF 检波器和反馈控制单元， 所述跨 阻放大器与 DPMZ 中的监控 PD 相连， 跨阻放大器顺次通过高通滤波器、 对数 RF 检波器与反 馈控制单元相连， 跨阻放大器还。
23、通过低通滤波器与反馈控制单元相连， 所述反馈控制单元 与 DPMZ 中的第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器、 相位延迟器分别相连， 分别形成三条闭环 控制回路 ； 跨阻放大器将监控 PD 产生的光电流转化为电压信号， 并将电压信号分成两路输 出， 分别进入低通滤波器和高通滤波器， 低通滤波器将 DPMZ 输出的平均光强信号输入到反 馈控制单元， 反馈控制单元将时间分成连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙 1、 时隙 2 和 时隙 3， 在每个时隙 1、 时隙 2 中， 分别控制第一 MZ 型调制器、 第二 MZ 型调制器的偏置 1、 偏 置 2， 使 DPMZ 输出的平均光强达到最大。
24、值， 则偏置 1、 偏置 2 处于最佳状态 ； 高通滤波器将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量发送到对数 RF 检波器中， 对数 RF 检波器将 DPMZ 输出光强的 低频 RF 分量的功率检测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式表示， 再将 Vrf 输入到反馈控制单 元， 在每个时隙 3 中通过控制相位延迟器的偏置 3， 来改变相位延迟， 使 Vrf 达到最小值， 则 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率最小， 偏置 3 处于最佳状态， 相位延迟器的相位延迟等 于 /2。 0020 在上述技术方案中， 所述反馈控制单元在每一个时隙中， 只选择第一 MZ 型调制 器、 第二MZ型调制。
25、器、 相位延迟器的偏置电压偏置1、 偏置2和偏置3中的一个， 进行监视和 控制。 0021 在上述技术方案中， 所述反馈控制单元保持每一个时隙中除被选中偏置电压之外 的另两个偏置电压不变。 0022 在上述技术方案中， 所述监控 PD、 跨阻放大器和对数 RF 检波器的带宽均远小于所 传输数据码流的速率。 0023 在上述技术方案中， 所述跨阻放大器输出的电压信号中包含 I 码流和 Q 码流的低 频 RF 分量。 0024 与现有技术相比， 本发明的优点如下 ： 0025 采用本发明提供的双并联 MZ 调制器的偏置控制方法与装置， 由于不需要叠加多 个导频信号， 因此不存在多个导频信号之间的相。
26、互干扰， 控制电路和控制算法都较为简单， 不存在导频信号对信号的劣化， 控制精度较高 ； 由于不需要用到 DSP 和高速高精度 ADC， 也 不需要用到高速 RF 器件， 因此器件成本较低， 也不存在高速 RF 器件引入的额外的噪声。因 此， 本发明不仅能够提高DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制精度， 而 且能够降低控制电路的复杂度与成本。 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A4/8 页 7 附图说明 0026 图 1 为 DPMZ 的结构示意图 ； 0027 图 2 为 MZ 型调制器的特征曲线图 ； 0028 图 3 为本发明实施例中进。
27、行监视和控制的时隙示意图 ； 0029 图 4 为本发明实施例中的装置结构示意图 ； 0030 图 5 为本发明实施例中偏置 2 和偏置 3 处于不同状态下， DPMZ 输出的平均光强和 偏置 1 之间的关系示意图 ； 0031 图 6 为本发明实施例中偏置 1 和偏置 3 处于不同状态下， DPMZ 输出的平均光强和 偏置 2 之间的关系示意图 ； 0032 图7a为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，小于最佳值/2时， DPMZ 的输出光强的频谱图 ； 0033 图7b为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，等于最佳值/2时， DPMZ 的输出光强的频谱图 ； 0034 图7。
28、c为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，大于最佳值/2时， DPMZ 的输出光强的频谱图 ； 0035 图 8 为本发明实施例中偏置 1 和偏置 2 处于任意状态下， DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率和之间的关系示意图。 0036 图中 ： 101-MZ 型调制器一， 102-MZ 型调制器二， 103- 相位延迟器， 104- 监控 PD， 200- 连续光源， 201- 第一 MZ 型调制器、 202- 第二 MZ 型调制器、 203- 相位延迟器， 204- 监 控 PD， 205- 跨阻放大器， 206- 高通滤波器， 207- 低通滤波器， 208- 对数 RF 检。
29、波器， 209- 反 馈控制单元。 具体实施方式 0037 下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述。 0038 为了提高 DPMZ 中两个 MZ 型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制精度， 降低控 制电路的复杂度与成本， 本发明实施例提供了一种双并联 MZ 调制器的偏置控制方法与装 置。 0039 本发明实施例提供的双并联 MZ 调制器的偏置控制方法， 包括以下步骤 ： 0040 A、 将双并联 MZ 调制器 DPMZ 输出的光电流转化为电压信号， 电压信号中包含 I 码 流和 Q 码流的低频 RF 分量， 再将电压信号分成两路， 分别进行低通滤波处理和高通滤波处 理， 得到 DPMZ。
30、 输出的平均光强和 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量 ； 参见图 3 所示， 将时间分成 连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙1、 时隙2和时隙3 ； 时隙1结束后是时隙2， 时隙2结 束后是时隙 3 ； 时隙 3 结束后又是时隙 1， 如此循环。 0041 B、 在每个时隙1、 时隙2中， 分别控制DPMZ中两个MZ型调制器的偏置1、 偏置2， 使 DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 则偏置 1、 偏置 2 处于最佳状态 ； 采用带宽远小于所传输 数据码流的速率的对数 RF 检波器将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率检测出来， 并用直 流电压Vrf的形式表示， 在每个时隙3中。
31、通过控制DPMZ中相位延迟器的偏置3， 来改变相位 延迟， 使 Vrf 达到最小值， 则 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率最小， 偏置 3 处于最佳状 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A5/8 页 8 态， 相位延迟器的相位延迟等于 /2。 0042 步骤 B 中， 在每一个时隙中， 只选择 DPMZ 中两个 MZ 型调制器和相位延迟器的偏置 电压偏置 1、 偏置 2 和偏置 3 中的一个， 进行监视和控制 ； 在每一个时隙中， 没被选中的两个 偏置电压保持不变。例如， 参见图 3 所示， 在时隙 1 中监视和控制偏置 1， 偏置 2 和偏置 3 。
32、保 持不变 ； 时隙 2 中监视和控制偏置 2， 偏置 1 和偏置 3 保持不变 ； 时隙 3 中监视和控制偏置 3， 偏置 1 和偏置 2 保持不变。 0043 对于偏置 1， 监视 DPMZ 输出的平均光强， 通过控制偏置 1 使得 DPMZ 的输出光强达 到最大值， 此时偏置 1 刚好处于最佳状态。 0044 对于偏置 2， 监视 DPMZ 输出的平均光强， 通过控制偏置 2 使得 DPMZ 的输出光强达 到最大值， 此时偏置 2 刚好处于最佳状态。 0045 对于偏置3， 监视DPMZ的输出光强的低频RF分量， 通过控制偏置3使得DPMZ的输 出光强的低频 RF 分量的功率达到最小值，。
33、 此时偏置 3 刚好处于最佳状态。 0046 参见图 4 所示， 本发明实施例提供的双并联 MZ 调制器的偏置控制装置， 与被控制 的双并联MZ调制器DPMZ相连， 所述DPMZ包括第一MZ型调制器201、 第二MZ型调制器202、 相位延迟器 203 和监控 PD 204， 第一 MZ 型调制器 201 与监控 PD 204 相连， 第二 MZ 型调制 器202通过相位延迟器203与监控PD 204相连， 本发明的装置实施例包括跨阻放大器205、 高通滤波器206、 低通滤波器207、 对数RF检波器208和反馈控制单元209， 所述跨阻放大器 205 与 DPMZ 中的监控 PD 204 。
34、相连， 跨阻放大器 205 顺次通过高通滤波器 206、 对数 RF 检波 器 208 与反馈控制单元 209 相连， 跨阻放大器 205 还通过低通滤波器 207 与反馈控制单元 209 相连， 所述反馈控制单元 209 与 DPMZ 中的第一 MZ 型调制器 201、 第二 MZ 型调制器 202、 相位延迟器203分别相连， 分别形成三条闭环控制回路。 监控PD 204、 跨阻放大器205和对 数 RF 检波器 208 的带宽均远小于所传输数据码流的速率。 0047 跨阻放大器 205 将监控 PD 204 产生的光电流转化为电压信号， 电压信号中包含 I 码流和 Q 码流的低频 RF 。
35、分量， 跨阻放大器 205 将电压信号分成两路输出， 分别进入低通滤 波器 207 和高通滤波器 206， 分别进行低通滤波处理和高通滤波处理， 得到 DPMZ 输出的平 均光强和 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量 ； 低通滤波器 207 将 DPMZ 输出的平均光强信号输入 到反馈控制单元 209， 反馈控制单元 209 将时间分成连续的若干组时隙， 每组时隙包括时隙 1、 时隙 2 和时隙 3， 在每个时隙 1、 时隙 2 中， 分别控制第一 MZ 型调制器 201、 第二 MZ 型调 制器 202 的偏置 1、 偏置 2， 使 DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 则偏置 1、 偏置。
36、 2 处于最佳 状态 ； 高通滤波器 206 将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量发送到对数 RF 检波器 208 中， 对数 RF 检波器 208 将 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率检测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式 表示， 再将 Vrf 输入到反馈控制单元 209， 在每个时隙 3 中通过控制相位延迟器 203 的偏置 3， 来改变相位延迟， 使 Vrf 达到最小值， 则 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率最小， 偏置 3 处于最佳状态， 相位延迟器 203 的相位延迟等于 /2。 0048 在每一个时隙中， 反馈控制单元 209 只选择第一 MZ 型调制器 。
37、201、 第二 MZ 型调制 器 202、 相位延迟器 203 的偏置电压偏置 1、 偏置 2 和偏置 3 中的一个， 进行监视和控制。而 且， 每一个时隙中， 反馈控制单元 209 保持除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压不变。 0049 本发明方法实施例的原理详细阐述如下 ： 0050 假设数据码流的速率为 B， 则 I 码流和 Q 码流的速率为 B/2。假设入射到 DPMZ 的 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A6/8 页 9 光的光场是 Ei， DPMZ 的输出光的光场是 Eout， DPMZ 的半波电压是 V， 第一 MZ 型调制器 201 和第二。
38、 MZ 型调制器 202 的偏置电压偏置 1 和偏置 2 分别是 Vb， I和 Vb， Q， I 码流和 Q 码流的 调制电压分别是 Vd， I和 Vd， Q， 相位延迟器 203 的相位延迟是则 0051 DPMZ 的输出光强为 ： 0052 式 (1) 0053 0054 I 码流和 Q 码流是完全随机的 0、 1 序列， 根据相位调制的原理， Vd， I和 Vd， Q的取值 有以下 4 种可能 ： 0055 Vd， I， k V， Vd， Q， k V 0056 Vd， I， k V， Vd， Q， k -V 0057 Vd， I， k -V， Vd， Q， k V 0058 Vd， I。
39、， k -V， Vd， Q， k -V 0059 其中的 k 表示 Vd， I和 Vd， Q序列中的第 k 个， 这 4 种可能的情况随机出现， 并且概率 相等， I 码流和 Q 码流的速率为 B/2， 则 DPMZ 输出的平均光强为 ： 0060 0061 式 (2) 0062 0063 下面分别对偏置 1、 偏置 2 和偏置 3 进行分析 ： 0064 (1) 假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置 1 ： 0065 将 Vd， I和 Vd， Q代入式 (2)， 得到的是 DPMZ 输出的平均光强与 Vb， I、 Vb， Q和的关 系。设 Vb， Q和为不同的值， 将 Vb， I从 0 调。
40、到 2V， 得到不同情况下 DPMZ 输出的平均光强 和 Vb， I之间的关系， 参见图 5 所示， 纵坐标表示 DPMZ 输出的平均光强， 横坐标表示偏置 1 的 值， 图 5 中偏置 2 和偏置 3 的单位是 V， 无论偏置 2 和偏置 3 各自处于什么状态， DPMZ 输出 的平均光强最大值都出现在 Vb， I V处。由此可知， 无论偏置 2 和偏置 3 是否处于各自的 最佳状态， 调节偏置 1， 使得 DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 偏置 1 刚好处于最佳状态。 0066 (2) 假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置 2 ： 0067 将 Vd， I和 Vd， Q代入式 (2)。
41、， 得到的是 DPMZ 输出的平均光强与 Vb， I、 Vb， Q和的关 系。设 Vb， I和为不同的值， 将 Vb， Q从 0 调到 2V， 得到不同情况下 DPMZ 输出的平均光强 和 Vb， Q之间的关系， 参见图 6 所示， 纵坐标表示 DPMZ 输出的平均光强， 横坐标表示偏置 2 的 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A7/8 页 10 值， 图 6 中偏置 1 和偏置 3 的单位是 V， 无论偏置 1 和偏置 3 各自处于什么状态， DPMZ 输出 的平均光强最大值都出现在 Vb， Q V处。由此可知， 无论偏置 1 和偏置 3 是否处于各自的 。
42、最佳状态， 调节偏置 2， 使得 DPMZ 输出的平均光强达到最大值， 偏置 2 刚好处于最佳状态。 0068 (3) 假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置 3 ： 0069 (3a) 假设第一 MZ 型调制器 201 和第二 MZ 型调制器 202 的偏置电压偏置 1 和偏置 2 已处于最佳状态， 则 Vb， I Vb， Q V， 代入式 (1) 得 ： 0070 式 (3) 0071 0072 将 Vd， I和 Vd， Q代入式 (3)， 对式 (3) 进行傅立叶变换到频域， 得到的是 DPMZ 的输出 光强的频谱。相位延迟器 203 的相位延迟小于、 等于、 大于最佳值 /2 时， D。
43、PMZ 的输出 光强的频谱分别参见图7a、 7b、 7c所示， DPMZ输出光强的频谱在从近直流的低频到B/2的高 频的频段内， 频谱接近于平坦。这是因为 DPMZ 输出光强的 RF 成分来自于 I、 Q 码流， 而 I、 Q 码流是完全随机的 0、 1 序列， 其中包含了从低频到高频的所有频率成分， 因此频谱是平坦 的。 0073 通过设置相位延迟器 203 上的偏置 3， 使得相位延迟器 203 的相位延迟刚好等 于最佳值 /2 时， DPMZ 输出光强的 RF 功率最小。因此， 只需要检测 DPMZ 输出光强的低频 RF分量的功率是否最小， 就可以判断DPMZ输出光强的RF功率是否最小，。
44、 也由此可以判断相 位延迟器 203 上的偏置 3 是否处于最佳点。这样， 就可以使用低速 RF 器件实现高速 RF 器 件的功能， 降低器件成本。 0074 (3b) 假设第一 MZ 型调制器 201 和第二 MZ 型调制器 202 的偏置电压偏置 1 和偏置 2 处于任意状态， 将从 0 调到 ， 得到不同情况下 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率 和之间的关系， 参见图 8 所示， 纵坐标表示 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率， 横坐标 表示相位延迟器 203 的相位延迟。图 8 中偏置 1 和偏置 2 的单位是 V， 无论偏置 1 和偏置 2 各自处于什么状态， DP。
45、MZ 输出光强的低频 RF 分量的功率最小值都出现在相位延迟器 203 的相位延迟等于 /2 处。由此可知， 无论偏置 1 和偏置 2 是否处于各自的最佳状态， 调节 偏置 3， 只要使得 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率达到最小值， 偏置 3 就刚好处于最佳 状态。 0075 本发明装置实施例的工作原理详细阐述如下 ： 0076 参见图 4 所示， 连续光源 200 将连续激光送入到 DPMZ 中， 分成两路分别送入第一 MZ 型调制器 201 和第二 MZ 型调制器 202 中。I 码流被第一 MZ 型调制器 201 调制到通过第 一MZ型调制器201的光上， Q码流被第二MZ型。
46、调制器202调制到通过第二MZ型调制器202 的光上。第二 MZ 型调制器 202 输出的光通过相位延迟器 203， 再和第一 MZ 型调制器 201 输 出的光的合成一路输出， 输出光的一小部分被分出来， 发送到监控 PD 204 中。监控 PD 204 检测 DPMZ 输出的光强， 产生光电流， 光电流的大小正比于 DPMZ 输出的光强。监控 PD 204 产生的光电流发送到跨阻放大器205中， 跨阻放大器205将微弱的光电流转化为电压信号， 说 明 书 CN 102201868 A CN 102201874 A8/8 页 11 便于后级处理。 0077 监控 PD 204 和跨阻放大器 。
47、205 的带宽远小于 I、 Q 码流的速率。例如， 数据码流的 速率是 40Gb/s， 则 I、 Q 码流的速率是 20Gb/s， 可以使用带宽小于 500MHz 的监控 PD 204 和 跨阻放大器 205， 这样器件成本较低。此时跨阻放大器 205 输出的电压信号包含的不是 I、 Q 码流的全部带宽的信号， 而是 I、 Q 码流的低频 RF 分量。 0078 跨阻放大器 205 输出的电压信号分成两路， 一路进入高通滤波器 206， 一路进入低 通滤波器207。 高通滤波器206滤除跨阻放大器205输出的电压信号中包含的直流部分， 得 到 I、 Q 码流的低频 RF 分量 ； 低通滤波器 。
48、207 滤除跨阻放大器 205 输出的电压信号中包含的 高频部分， 得到 DPMZ 输出的平均光强信号。 0079 高通滤波器 206 输出的信号送入到对数 RF 检波器 208 中， 将 DPMZ 输出光强的低 频 RF 分量的功率检测出来， 并用直流电压 Vrf 的形式表示。DPMZ 输出光强的低频 RF 分量 的功率越大， Vrf 的值越大， 且 Vrf 的值是 DPMZ 输出光强的低频 RF 分量的功率的对数。出 于器件成本的考虑， 对数 RF 检波器 208 的带宽与监控 PD 204 和跨阻放大器 205 的带宽相 当， 远小于 I、 Q 码流的速率。 0080 对数 RF 检波器。
49、 208 输出的 Vrf 和低通滤波器 207 输出的 DPMZ 输出的平均光强信 号都输入到反馈控制单元 209。 0081 当处于时隙 1 时， 反馈控制单元 209 根据 DPMZ 输出的平均光强信号， 控制第一 MZ 型调制器 201 上的偏置 1， 使得 DPMZ 输出的平均光强变到最大， 此时第一 MZ 型调制器 201 上的偏置 1 刚好处于最佳状态， 而偏置 1 和偏置 3 在时隙 1 内保持不变。 0082 当处于时隙 2 时， 反馈控制单元 209 根据 DPMZ 输出的平均光强信号， 控制第二 MZ 型调制器 202 上的偏置 2， 使得 DPMZ 输出的平均光强变到最大， 此时第二 MZ 型调制器 202 上的偏置 2 刚好处于最佳状态， 而偏置 2 和偏置 3 在时隙 2 内保持不变。 0083 当处于时隙 3 时， 反馈控制单元 209。