具体实施方式
利用图1至图16，对本发明的实施方式详细进行说明。在进行说明时，示出在具有第一及第二接收信号与第一及第二混合信号的情况下，即在2个信道的情况下，用于消除接收信号从扬声器开始在空间声音路径中传播、并用麦克风收录而产生的声音回波的声音回波消除器的例子。
图1中示出了在本发明的信号处理装置中接收信号及发送信号的个数分别为2个时的最佳实施方式。与非专利文献1所公开的线性结合型的不同之处在于：由延迟处理电路300来处理提供给自适应滤波器122、124的接收信号1及2。
接收信号1及2被提供给延迟处理电路300。延迟处理电路300使接收信号1及2延迟，以生成延迟接收信号，并分别传达给自适应滤波器121、123及数字模拟(DA)变换器18以及自适应滤波器122、124及DA变换器19。DA变换器18及19将数字延迟接收信号变换为模拟延迟接收信号，并分别传达给扬声器3与4。扬声器3与4将所接收到的延迟接收信号放射到空间中。麦克风9及10接收说话者11的声音、从扬声器3及4放射到空间中的延迟接收信号的走漏(回波)，并作为混合信号14及15向模拟数字(AD)变换器20及21传达。AD变换器20及21将混合信号14及15从模拟信号变换为数字信号，并传达给减法运算器129及130。另一方面，接收到所述延迟接收信号的自适应滤波器121及122以及自适应滤波器123及124生成模拟回波(回波复制品)，并分别向减法运算器129及130传达。减法运算器129及130从所述混合信号14及15中分别减去自适应滤波器121及122生成的模拟回波以及自适应滤波器123及124生成的模拟回波，并作为输出信号16及17来输出。通过减法运算器129及130中的减法运算，回波被消除，输出信号16及17成为不包含回波的信号。
作为自适应滤波器121、122、123、124的系数更新算法，非专利文献4(自适应信号处理(Adaptive signal processing)，1985年、第99-113页，Prentice-Hall Inc.USA)中公开了最小均方(LMS)算法，在非专利文献5(自适应滤波器(Adaptive filters)，1985年、第49-56页，Kulwer Academic Publishers，USA)中公开了标准化最小均方(NLMS)算法。
作为自适应滤波器的算法，也可以使用非专利文献4所记载的顺序回归算法(Sequential Regression Algorithm：SRA)或非专利文献5所记载的RLS算法等。
延迟处理电路300中的延迟信号的生成是断续地进行的，混合存在延迟接收信号与使接收信号1及2延迟之后的信号相等的时候和延迟接收信号与接收信号1及2相等、即并未延迟的时候。在这两种状态下(接收信号被延迟的状态与接收信号未被延迟的状态)，提供给自适应滤波器121及123和自适应滤波器122及124的信号的互相关是不同的。因此，可以得到与两种状态对应的两种条件式(比线性结合型更多的条件式)，自适应滤波器121、123、122、124的系数能够收敛为正确的值。
经由输入端子340向延迟处理电路300提供时钟信号。该时钟信号用于控制延迟处理电路300中的延迟信号的生成定时。
接收信号与延迟接收信号的相对的延迟量(相对延迟)可以取采样周期的整数倍。该情况下，最小值与采样周期相等。若相对延迟的量大，则提供给自适应滤波器121及123与自适应滤波器122及124的信号的互相关变大，收敛时间缩短。但是，用扬声器3及4再生延迟接收信号之际的声像移动量变大，主观音质劣化。因此，要在所感觉到的声像移动量可以允许的范围内适当选择大的相对延迟。
相对延迟也可以取采样周期的非整数倍。该情况下，在选择可以允许的声像移动量与尽可能大的相对延迟之际，因为能够进行微细的调整，所以能够进行更适当的选择。
相对延迟并不需要限定为一种，也可以交替使用多个值。例如，可以将相对延迟切换为采样周期的0倍(无延迟)、1倍(延迟1个样本)、2倍(延迟2个样本)这三种状态(两种相对延迟)。此时，上述条件式成为线性结合型的3倍，可以使上述自适应滤波器更高速地收敛。若所利用的相对延迟量的个数增加，则上述自适应滤波器的收敛加速。
延迟处理电路300包括滤波器310、320及时钟变更电路330。滤波器310使接收信号1延迟，以生成延迟接收信号。滤波器320使接收信号2延迟，以生成延迟接收信号。滤波器310与320可以采用完全相同的构成。时钟变更电路330对提供给输入端子340的时钟信号进行变更，并提供给滤波器320。时钟变更电路340的目的在于：通过使滤波器310及320中的延迟接收信号的生成定时错开，从而使得提供给自适应滤波器121及123与自适应滤波器122及124的信号的互相关随时间一起变动。作为时钟信号的变更，最简单的是相位的变更。即，在所提供的时钟信号中附加延迟后输出。作为更复杂的时钟信号的变更，有时钟信号的周期及其变化图案的变更。若执行这种复杂的时钟信号的变更，则提供给输入端子340的时钟信号和提供给滤波器320的时钟信号也有可能会完全不同。
图2是表示滤波器310及320的构成例的框图。构成为作为系数而具有c0与c1的2抽头式FIR滤波器。向图2的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图2的输出端子3104所获得的信号是延迟接收信号。
提供给输入端子3100的信号被传达到延迟元件31011及系数乘法运算器31020。系数乘法运算器31020将系数值c0与所输入的接收信号样本相乘，并将其乘积传达到加法运算器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，然后传达给系数乘法运算器31021。
系数乘法运算器31021将系数值c1与所输入的接收信号样本相乘，并将其乘积传达到加法运算器31031。加法运算器31031将系数乘法运算器31020及系数乘法运算器31021的输出相加，并将其和作为延迟接收信号输出到输出端子3104。
从图1的输入端子340向输入端子3105提供时钟信号，并传达到系数乘法运算器31020、31021及31022。系数乘法运算器31020、31021及31022基于由输入端子3105提供的时钟信号，使其系数值变化。
系数乘法运算器31020及系数乘法运算器31021的系数c0与c1随时间一同变化。为了明确表示这种情况，将c0与c1标记为c0(k)与c1(k)。c1(k)由如下数式1给出。在图3(A)中示出c0(k)的一例。i为任意的自然数。按照每M个(整数)样本，周期性地取1与0。另外，根据数式1可知，c1(k)按照将图3(A)上下翻转之后的图所示的方式变化。即，c0(k)与c1(k)是互斥的，加法运算器3103的任一输入都为0。因此，加法运算器3103的输出与接收信号或延迟接收信号的任一个都相等，等效于按照每M个样本来切换接收信号或延迟接收信号。另外，虽然c0(k)的最大值可以设置为任意的值，但是此时需要按照补偿振幅的变化而成为与c0(k)的最大值为1时相同的输出的方式来缩放(scaling)输出。
[数式1]
c1(k)＝1-c0(k)
图3(B)是滤波器310的c0(k)按照图3(A)变化时的滤波器320的c0(k)的变化的一例。若滤波器310及320的c0(k)分别按照图3(A)及(B)变化，则至少存在一方输出接收信号而另一方输出延迟接收信号的瞬间。在图3的例子中，在2iM的前一M/2样本中，滤波器310的输出为接收信号而滤波器320的输出为延迟接收信号。将该状态设为状态1。相反，在(2i+1)M的前一M/2样本中，滤波器310的输出为延迟接收信号而滤波器320的输出为接收信号。将该状态设为状态2。在(2i-1)M的后一M/2样本中，滤波器310及320的输出均为接收信号，在2iM的后一M/2样本中，滤波器310及320的输出均为延迟接收信号。这样，将滤波器310的输出与滤波器320的输出相等的状态设为状态3。状态3中的提供给自适应滤波器121及123和自适应滤波器122及124的信号的互相关和线性结合型的情况相等。即，提供给自适应滤波器121及123和自适应滤波器122及124的信号的互相关与未利用延迟接收信号时相等。通过切换该状态和状态1，按照同时满足两种互相关状态的方式更新自适应滤波器的系数，从而可以收敛为正确的系数。进而，通过组合状态2，按照同时满足状态1、2、3的“三种互相关状态”的方式来更新自适应滤波器的系数，从而与利用两种互相关状态时相比可以更加高速地使自适应滤波器的系数收敛为正确的值。
尤其是，在滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟的最大值和滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟的最大值相等的情况下，由延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以感觉到声像随时间一起左右对称地变动。例如，在上述的状态1与状态2中，滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟为1，滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟为1，是相等的。这种左右对称的声像定位的变动因为被感知为声像的含混不清，所以与向左右任一方的非对称声像移动相比，主观音质的劣化更少。
在图3(A)与(B)中，c0(k)的相位彼此相差M/2个样本。该相位的偏离量也可以是M/2个样本以外的值。通过调整该相位的偏离量，从而在上述三种互相关状态平均出现时，理论上的收敛时间变为最短。再有，c0(k)的变化周期无需始终等于M/2个样本，可以选择任意的值。
在图4(A)与(B)中示出与图3(A)对应的两种c0(k)的变化图案。在图4中，与图3不同的是：在c0(k)在零与非零的值之间变化之际，并不是急剧变化，而是设定为随着时间的推移平滑地变化。通过值的平滑变化，在交替切换接收信号与延迟接收信号之际产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。这对于主观音质的改善而言是有效的。
比较图4(A)与(B)可知，c0(k)＝1与c0(k)＝0的时间是互异的。因为提供给自适应滤波器121及123和自适应滤波器122及124的信号的互相关在c0(k)＝1与c0(k)＝0时和线性结合型相差最大，所以c0(k)＝1与c0(k)＝0的时间越长，就越能在短时间内实现自适应滤波器系数向正确的值收敛。换言之，产生上述值的平滑变化的区间越短，收敛时间也就越短。另一方面，产生上述值的平滑变化的区间越短，就越会感觉到声像的移动急剧。因此，考虑声像移动的感知与收敛时间双方面的因素，将产生上述值的平滑变化的区间设定为适当的长度。在图4(A)与(B)中，虽然示出了从c0(k)＝1向c0(k)＝0(或相反地从c0(k)＝0向c0(k)＝1)的变化与时间成比例的例子，但可以采用连接c0(k)＝1与c0(k)＝0的任意的平滑曲线或直线。
图5是表示滤波器310及320的第二构成例的框图。构成为作为系数而具有c0、c1、c2的3抽头式FIR滤波器。向图5的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图5的输出端子3104所获得的信号为延迟接收信号。
提供给输入端子3100的信号被传达到延迟元件31011、系数乘法运算器31020。
系数乘法运算器31020将系数值c0与所输入的接收信号样本相乘，然后将其乘积传达到加法运算器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，并传达到系数乘法运算器31021及延迟元件31012。
系数乘法运算器31021将系数值c1与延迟元件31011的输出相乘，然后将其乘积传达到加法运算器31031。加法运算器31031将系数乘法运算器31020与系数乘法运算器31021的输出相加，并将其和传达到加法运算器31032。延迟元件31012使延迟元件31011的输出延迟1个样本，并传达到系数乘法运算器31022。
系数乘法运算器31022将系数值c2与延迟元件31012的输出相乘，并将其乘积传达到加法运算器31032。加法运算器31032将加法运算器31031及系数乘法运算器31022的输出相加，并将其和作为延迟接收信号输出到输出端子3104。
从图1的输入端子340向输入端子3105提供时钟信号，并传达到系数乘法运算器31020、31021及31022。系数乘法运算器31020、31021及31022基于由输入端子3105提供的时钟信号，使其系数值变化。
图6中示出系数乘法运算器31020、31021及31022的系数c0(k)、c1(k)及c2(k)的例子。系数c0(k)、c1(k)及c2(k)通过互斥地取1，从而作为延迟接收信号，能够在输出端子3104得到与各自的系数乘法运算器对应的已延迟的接收信号。如与图3(A)对应的图4(A)、(B)那样，图6所示的系数c0(k)、c1(k)及c2(k)在零与非零的值之间变化之际，也可以设定为平滑地变化。通过值的平滑变化，使得在交替切换接收信号与延迟接收信号之际产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。这对于主观音质的改善而言是有效的。
再有，与2抽头式FIR滤波器的情况同样，也可以按照滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟的最大值和滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟的最大值相等的方式控制上述系数值。由延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，与向左右任一方的非对称声像移动相比，可以进一步减少主观音质的劣化。
图7中示出与图6对应的滤波器320的系数乘法运算器31020、31021及31022的系数c0(k)、c1(k)及c2(k)的例子。图6与图7的关系和图3(A)与(B)的关系同样，对应的系数值的变化相位是偏离的。通过适当地设定该相位的偏离量，从而可以使收敛时间变化。再有，如在2抽头式FIR的例子中所说明的那样，系数乘法运算器31020、31021及31022的系数c0(k)、c1(k)及c2(k)可以设定为从非零向零(或相反地从零向非零)的变化与时间成比例，也可以设定为连接非零与零的任意的平滑曲线或直线。
图8是表示滤波器310及320的第三构成例的框图。构成为作为系数而具有c0、c1、……、cL-1的L抽头式FIR滤波器。向图8的输入端子3100提供图1的接收信号1。在图8的输出端子3104所获得的信号为延迟接收信号。
提供给输入端子3100的信号被传达到延迟元件31011、系数乘法运算器31020。
系数乘法运算器31020将系数值c0与所输入的接收信号样本相乘，然后将其乘积传达到加法运算器31031。延迟元件31011使接收信号样本延迟1个样本，并传达到系数乘法运算器31021及延迟元件31012。
系数乘法运算器31021将系数值c1与延迟元件31011的输出相乘，然后将其乘积传达到加法运算器31031。加法运算器31031将系数乘法运算器31020与系数乘法运算器31021的输出相加，并将其和传达到加法运算器31032。延迟元件31012使延迟元件31011的输出延迟1个样本，并传达到系数乘法运算器31022。以下，反复执行该处理直至系数乘法运算器3102L-2为止。
系数乘法运算器3102L-1将系数值cL-1与延迟元件3101L-1的输出相乘，并将其乘积传达到加法运算器3103L-1。加法运算器3103L-1将加法运算器3103L-2及系数乘法运算器3102L-1的输出相加，然后将其和作为延迟接收信号输出到输出端子3104。
从图1的输入端子340向输入端子3105提供时钟信号，并传达到系数乘法运算器31020、31021、……、3102L-1。系数乘法运算器31020、31021、……、3102L-1基于由输入端子3105提供的时钟信号，使其系数值变化。
系数乘法运算器31020、31021、……、3102L-1的系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)只要考虑滤波器310及320的各抽头并联连接即可。即，c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)互斥地取非零的值，在任一个系数为非零时，其他系数就为零。如利用图3(A)及图6所说明的那样，通过使c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)互斥地取零，从而作为延迟接收信号能在输出端子3104得到与各自的系数乘法运算器对应的已延迟的接收信号。如与图3(A)对应的图4(A)、(B)以及与图6对应的图7所示，系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)在零与非零的值之间变化之际，也可以设定为平滑地变化。通过值的平滑变化，在交替切换接收信号与延迟接收信号之际产生的声像平滑地移动，具有难以感知到声像移动的效果。这对于主观音质的改善而言是有效的。
在图8所示的L抽头式FIR滤波器的情况下，也如利用图3(A)与(B)及图6与图7所说明的那样，在滤波器310与滤波器320中，c0(k)的相位是互异的。通过适当地设定该相位的偏离量，从而可以使收敛时间变化。另外，如以2抽头式FIR的例子所说明的那样，系数乘法运算器31020、31021、……、3102L-1的系数c0(k)、c1(k)、……、cL-1(k)可以设定为从非零向零(或者相反地从零向非零)的变化与时间成比例，也可以设定为连接非零与零的任意的平滑曲线或直线。进而，与2抽头式及3抽头式FIR滤波器的情况同样，可以按照滤波器310的输出信号相对于滤波器320的输出信号的相对延迟的最大值和滤波器320的输出信号相对于滤波器310的输出信号的相对延迟的最大值相等的方式控制上述系数值。该条件可以更普遍地表现为：由离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值彼此相等。该条件相当于相对延迟的最大值的左右信道间的差为零。倘若在上述左右扬声器相对于中心设置为非对称的情况下，需要在考虑了因非对称性导致的声像的偏差的状态下使得上述相对延迟的最大值的差为零。
在到此为止的说明中，是以延迟元件31011、31011、……、3101L-1的延迟量等于1个采样周期为前提来说明的，但是也可以是采样周期的整数倍。再有，也可以构成为每个延迟元件赋予不同的延迟量。通过未将各延迟元件的延迟量限定为1个采样周期，从而可以利用各种不同的值有效地设定接收信号的延迟。
还有，在到此为止的说明中，作为滤波器310及320的构成而假设了FIR滤波器，但只要是可以随时间一起切换接收信号与延迟接收信号并输出的构成即可，也可以是可变延迟电路与开关的组合或者可变延迟电路与可变加权混频电路等其他的结构。通过多个可变延迟电路向接收信号赋予不同的延迟，以生成多个延迟接收信号，将这些多个延迟接收信号与接收信号，或者利用开关切换或者利用可变加权混频电路适当地混频，由此可以实现与变时系数FIR滤波器同样的功能。
如以上详细说明的那样，在本发明的最佳实施方式中，使2个以上的接收信号分别延迟，以生成延迟接收信号，将所述接收信号与所述延迟接收信号作为输入，使得自适应滤波器工作。因为利用接收信号与延迟接收信号两者，所以求解自适应滤波器系数时的条件式个数增加，不会引起解不固定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛为唯一确定的最佳值。再有，因为利用多个延迟接收信号，所以上述条件式的个数进一步增加，可以缩短解向最佳值收敛的收敛时间。进而，通过按照由距离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值在左右信道之间的差，在考虑了上述左右扬声器的配置中的左右非对称性导致的声像的偏差的状态下变为零的方式来生成延迟接收信号，从而由延迟接收信号产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以减少主观音质的劣化。
图9示出在本发明的信号处理装置中接收信号及发送信号的个数分别为2的情况下的第二实施方式。与利用图1至图8说明过的最佳实施方式的不同之处在于：在由振幅修正电路400处理了延迟处理电路300的输出信号之后，提供给自适应滤波器121、123、122、124。
振幅修正电路400对作为延迟处理电路300的输出的延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，然后分别向自适应滤波器121、123及数字模拟(DA)变换器18、以及自适应滤波器122、124及DA变换器19传达。
振幅修正电路400中的延迟接收信号的振幅修正与延迟处理电路300中的延迟处理相配合而断续地进行。在延迟接收信号与使接收信号1或2延迟之后的信号相等时进行振幅修正。通过振幅修正，可以修正多个信道之间的信号中的振幅的相对关系，可以消除取代接收信号而利用延迟接收信号之际产生的声像定位的偏离。在振幅修正之际，在所有信道中进行修正，可以使所有信道的总功率与修正之前相等。通过将所有信道的总功率保持恒定，从而在修正的有无切换之际，可以消除主观上的不协调感。
经由输入端子340向振幅修正电路400提供时钟信号。该时钟信号用于与延迟处理电路300中的延迟信号的生成定时相配合地适用振幅修正。
振幅修正电路400包括振幅处理电路410、420以及时钟变更电路430。振幅处理电路410对使接收信号1延迟而生成的延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号。振幅处理电路420对使接收信号2延迟而生成的延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号。振幅处理电路410与420可以采用完全相同的构成。时钟变更电路430可以是与时钟变更电路340完全相同的构成，同样地工作。因此，省略详细说明。
图10是表示振幅处理电路410的构成例的框图。构成为作为系数而具有g0的乘法运算器4101。向图10的输入端子4100提供使接收信号1延迟之后的延迟接收信号。乘法运算器4101将提供给输入端子4100的信号乘以g0，并传达给输出端子4104。在图10的输出端子4104所获得的信号是将提供给输入端子4100的延迟接收信号乘以g0后的信号。
在作为表示振幅处理电路410的构成例的框图的图10中，振幅处理电路420可以采取作为乘法运算器4101的系数，通过取代g0而采用g1所得到的构成。g0与g1在分别向振幅处理电路410与420提供接收信号1与2时取1、除此以外取1以外的值(和)。和被设定为补偿延迟接收信号导致的声像定位的偏离的值。再有，也可以按照使所有信道的总功率与修正之前相等的方式进行设定。通过将所有信道的总功率保持恒定，从而在修正的有无切换之际能够消除主观上的不协调感。
振幅处理电路410与420相辅地工作。即，通过和来修正声像的移动。通过振幅的修正可以修正因延迟量的变化而产生的声像的移动的原理，被非专利文献6(医学研究会议专题报告(Medical Research Council Special Report)第166号、1932年、1-32页)、非专利文献7(美国声学学会杂志(Journal of Acoustical Society of America)第32卷、1960年、685-692页)以及非专利文献8(美国声学学会杂志(Journal of Acoustical Society of America)第94卷、1993年、98-110页)所公开。
在图9的例子中，在相对于说话者11而言，由扬声器3及4再生的声音信号的声像向扬声器3的方向移动时，为了对此进行修正而使其恢复原状，使从扬声器4向声音空间放射的信号的振幅增大，同时使从扬声器3向声音空间放射的信号的振幅减少。
根据非专利文献8，在将接收信号1与接收信号2的总功率维持恒定不变的状态下，为了通过振幅修正而使声像移动，各功率P1[dB]与P2[dB]之间，如下数式2的关系必须成立。
<数式2>
P1+P2＝C
其中，C为正常数。因此，在振幅修正之前，在接收信号1与接收信号2的功率分别为和时，振幅修正后的接收信号1与接收信号2的功率P1[dB]与P2[dB]，必须满足以下数式3的关系。
<数式3>
P1=P1‾-ΔP/2]]>
P2=P2‾-ΔP/2]]>
在此，ΔP为功率修正量，因此，乘法运算器4101的系数和的值可以根据数式3，由以下数式4来决定。
<数式4>
g0‾=10-ΔPi/40]]>
g1‾=10ΔPi/40]]>
其中，ΔPi是在使接收信号延迟了i个样本时为了补偿其所需的功率补偿系数。
另外，在到此为止的说明中，依据图9对以下构成进行了说明：用延迟处理电路300对接收信号进行处理，以生成延迟接收信号，用振幅修正电路400对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也能采取以下构成：调换对接收信号进行处理的顺序，用振幅修正电路400对接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正接收信号，用延迟处理电路300对振幅修正接收信号进行处理，以生成振幅修正延迟接收信号，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。关于此时的延迟处理电路300及振幅修正电路400的构成及动作，已经进行过详细的说明，故在此省略。
如以上详细说明的那样，在本发明的第二实施方式中，使2个以上的接收信号延迟，以生成延迟接收信号，对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，然后将上述接收信号和上述振幅修正延迟接收信号作为输入使自适应滤波器工作。因为利用接收信号与振幅修正延迟接收信号两者，所以求解自适应滤波器系数时的条件式个数增加，不会引起解不固定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛为唯一确定的最佳值。再有，因为利用多个延迟接收信号，所以上述条件式的个数进一步增加，可以缩短解向最佳值收敛的收敛时间。进而，通过按照由距离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值在左右信道之间的差，在考虑了上述左右扬声器的配置中的左右非对称性导致的声像的偏差的状态下变为零的方式来生成延迟接收信号，从而因延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以减少主观音质的劣化。还有，因为利用针对输入信号的振幅修正处理来抵消因延迟接收信号的导入而产生的声像移动，所以可以降低直接提供给扬声器并被收听的接收信号的音质劣化，可以保证良好的音质。
图11示出在本发明的信号处理装置中接收信号及发送信号的个数均为2时的第三实施方式。与利用图9及10说明过的第二实施方式的不同之处在于：通过非线性处理电路500对振幅修正电路400的输出信号进行处理之后，提供给自适应滤波器121、123、122、124。
非线性处理电路500对作为振幅修正电路400的输出的振幅修正延迟接收信号进行非线性处理，以生成非线性振幅修正延迟接收信号，然后分别向自适应滤波器121、123及数字模拟(DA)变换器18、以及自适应滤波器122、124及DA变换器19传达。非线性振幅修正延迟接收信号与振幅修正延迟接收信号相比，在多个信道之间其互相关更小。因此，可以使得自适应滤波器121、123、122、124的收敛进一步高速化。
非线性处理电路500包括非线性振幅处理电路510及520。非线性振幅处理电路510通过对使接收信号1延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号的振幅进行非线性处理，生成非线性振幅修正延迟接收信号。非线性振幅处理电路520通过对使接收信号2延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号的振幅进行非线性处理，生成非线性振幅修正延迟接收信号。非线性振幅处理电路510与520可以采取完全相同的构成。
图12是表示非线性振幅处理电路510的构成例的框图。非线性振幅处理电路510由系数乘法运算器512、极性判定电路513、乘法运算器514以及加法运算器515构成。向输入端子511提供作为图11的振幅修正电路400的输出的振幅修正延迟接收信号。振幅修正延迟接收信号被传达给系数乘法运算器512、极性判定电路513、加法运算器515。系数乘法运算器512将该输入信号乘以α之后输出。极性判定电路513在提供给输入的信号的极性为正时输出1，极性为负时输出0。向乘法运算器514提供系数乘法运算器512与极性判定电路513的输出，并将两者之积传达给加法运算器515。向加法运算器515的另一个输入端子直接提供振幅修正延迟接收信号。即，与输入端子511中的信号样本x(k)对应的加法运算器515的输出在输入信号的极性为正时成为(1+α)x(k)，在极性为负时成为x(k)。该信号成为非线性振幅处理电路510的输出。即，非线性振幅处理电路510构成半波整流电路。非线性振幅处理电路520可以采取与非线性振幅处理电路510完全相同的构成。
另外，在到此为止的说明中，依据图11对以下构成进行了说明，即：用延迟处理电路300对接收信号进行处理，以生成延迟接收信号，用振幅修正电路400对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，用非线性振幅处理电路500对振幅修正延迟接收信号进行处理，以生成非线性振幅修正延迟接收信号，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也能采取以下构成：调换对接收信号进行处理的顺序，以振幅修正、延迟、非线性处理的顺序或者非线性处理、延迟、振幅修正的顺序对接收信号进行处理，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。关于此时的延迟处理电路300、振幅修正电路400以及非线性处理电路500的构成及动作，已经进行过详细的说明，故在此省略。
如以上所详细说明的那样，在本发明的第三实施方式中，使2个以上的接收信号延迟，以生成延迟接收信号，对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，再对振幅修正延迟接收信号进行非线性处理，以生成非线性振幅修正延迟接收信号，然后将上述接收信号和上述非线性振幅修正延迟接收信号作为输入使自适应滤波器工作。因为利用接收信号与非线性振幅修正延迟接收信号两者，所以求解自适应滤波器系数时的条件式个数增加，不会引起解不固定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛为唯一确定的最佳值。再有，因为利用多个延迟接收信号，所以上述条件式的个数进一步增加，可以缩短解向最佳值收敛的收敛时间。进而，通过按照由距离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值在左右信道之间的差，在考虑了上述左右扬声器的配置中的左右非对称性导致的声像的偏差的状态下变为零的方式来生成延迟接收信号，从而因延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以减少主观音质的劣化。还有，因为利用针对输入信号的振幅修正处理来抵消因延迟接收信号的导入而产生的声像移动，所以可以降低直接提供给扬声器并被收听的接收信号的音质劣化，可以保证良好的音质。进而，通过非线性处理与延迟接收信号的导入的复合效果，可以更进一步缩短收敛时间。
图13示出在本发明的信号处理装置中接收信号及发送信号的个数均为2时的第四实施方式。与利用图11及12说明过的第三实施方式的不同之处在于：非线性处理电路500变为非线性处理电路501。
非线性处理电路501包括非线性振幅处理电路530及540。非线性振幅处理电路530通过利用使接收信号2延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号，对使接收信号1延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号进行非线性处理，从而生成非线性振幅修正延迟接收信号。非线性振幅处理电路540通过利用使接收信号1延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号，对使接收信号2延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号进行非线性处理，从而生成非线性振幅修正延迟接收信号。非线性振幅处理电路530与540可以采取完全相同的构成。
图14是表示非线性振幅处理电路530的构成例的框图。非线性振幅处理电路530由系数乘法运算器512、极性判定电路513、乘法运算器514以及加法运算器515构成。向输入端子531提供图11的振幅修正电路400的输出中的使接收信号1延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号。向输入端子537提供图11的振幅修正电路400的输出中的使接收信号2延迟之后修正了振幅的振幅修正延迟接收信号。根据接收信号1生成的振幅修正延迟接收信号被传达给极性判定电路513、加法运算器515。根据接收信号2生成的振幅修正延迟接收信号被传达给系数乘法运算器512。系数乘法运算器512将该输入信号乘以α之后输出。极性判定电路513在提供给输入的信号的极性为正时输出1，极性为负时输出0。向乘法运算器514提供系数乘法运算器512与极性判定电路513的输出，并将两者之积传达给加法运算器515。向加法运算器515的另一个输入端子直接提供根据接收信号1生成的振幅修正延迟接收信号。即，与输入端子531中的信号样本x1(k)以及输入端子537中的信号样本x2(k)对应的加法运算器515的输出在输入信号的极性为正时成为x1(k)+αx2(k)，在极性为负时成为x1(k)。该信号成为非线性振幅处理电路530的输出。即，非线性振幅处理电路530成为将非线性振幅处理电路510中的系数乘法运算器512的输入，从根据接收信号1生成的振幅修正延迟接收信号变更为根据接收信号2生成的振幅修正延迟接收信号的构成。在该构成中，因为在非线性处理中采用根据其他信道的接收信号生成的信号，所以与非线性处理之前的信号间的变化量增大，信道间相关的削减效果增大。非线性振幅处理电路540可以采取与非线性振幅处理电路530完全相同的构成。
另外，在到此为止的说明中，依据图13对以下构成进行了说明，即：用延迟处理电路300对接收信号进行处理，以生成延迟接收信号，用振幅修正电路400对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，用非线性振幅处理电路501对振幅修正延迟接收信号进行处理，以生成非线性振幅修正延迟接收信号，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。另一方面，也能采取以下构成：调换对接收信号进行处理的顺序，以振幅修正、延迟、非线性处理的顺序或者非线性处理、延迟、振幅修正的顺序对接收信号进行处理，然后提供给自适应滤波器121、123、122、124。关于此时的延迟处理电路300、振幅修正电路400以及非线性处理电路500的构成及动作，已经进行过详细的说明，故在此省略。
如以上所详细说明的那样，在本发明的第四实施方式中，使2个以上的接收信号延迟，以生成延迟接收信号，对延迟接收信号的振幅进行修正，以生成振幅修正延迟接收信号，再对振幅修正延迟接收信号进行非线性处理，以生成非线性振幅修正延迟接收信号，然后将上述接收信号和上述非线性振幅修正延迟接收信号作为输入使自适应滤波器工作。因为利用接收信号与非线性振幅修正延迟接收信号两者，所以求解自适应滤波器系数时的条件式个数增加，不会引起解不固定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛为唯一确定的最佳值。再有，因为利用多个延迟接收信号，所以上述条件式的个数进一步增加，可以缩短解向最佳值收敛的收敛时间。进而，通过按照由距离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值在左右信道之间的差，在考虑了上述左右扬声器的配置中的左右非对称性导致的声像的偏差的状态下变为零的方式来生成延迟接收信号，从而因延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以减少主观音质的劣化。还有，因为利用针对输入信号的振幅修正处理来抵消因延迟接收信号的导入而产生的声像移动，所以可以降低直接提供给扬声器并被收听的接收信号的音质劣化，可以保证良好的音质。进而，通过使用了多个信道的接收信号的非线性处理与延迟接收信号的导入的复合效果，可以更进一步缩短收敛时间。
图15示出在本发明的信号处理装置中接收信号及发送信号的个数均为2时的第五实施方式。与利用图1至图8进行过说明的第一实施方式的不同之处在于：在延迟处理电路300之前具备频率分析合成电路600；和在DA变换器18及19之前、以及AD变换器20及21之后具备频率分析合成电路610。因此，延迟处理电路300、自适应滤波器121、122、123、124以及减法运算器129、130均针对被频带分割后的窄频带信号进行工作。频率分析合成电路600对接收信号1及2进行频带分割，并传达给延迟处理电路300。频率分析合成电路600还对减法运算器129及130的输出进行频带合成，以构成全频带输出信号16及17。频率分析合成电路610对延迟处理电路300的输出进行频带合成，并传达给DA变换器18及19。频率分析合成电路610还对AD变换器20及21的输出进行频带分割，并传达给减法运算器129及130。延迟处理电路300对被频带分割后的信号实施延迟，作为频带分割延迟接收信号输出。在第五实施方式中，可以对被频带分割后的信号分别赋予最佳的延迟。因此，以利用图1说明过的可容许的声像移动量来选择尽可能大的相对延迟时的自由度增加，由此与主观音质的提高密切相关。
频率分析合成电路600及610中的频率分析功能是可以通过对被分割为帧的输入信号样本适用频率变换来实现的。作为频率变换的例子，公知：傅里叶变换、余弦变换、KL(Karhunen-Loeve)变换等。这些变换的具体运算相关联的技术及其性质已经被非专利文献9(1990年、“波形数字编码用于语音和视频的原理及应用”，普伦蒂斯霍尔出版社(DIGITAL CODING OF WAVEFORMS，PRINCIPLES AND APPLICATIONS TO SPEECH AND VIDEO，PRENTICE-HALL，1990))公开。再有，公知也可以采用哈达玛变换、哈尔变换、小波变换等其他的变换。
上述频率分析功能也可以针对用窗函数W加权该帧的输入信号样本之后的结果适用上述变换来实现。作为这种窗函数，公知汉明、汉宁、凯塞、布莱克曼等窗函数。另外，还可以采用更复杂的窗函数。与这些窗函数相关联的技术已经被非专利文献10(1975年、“数字信号处理”，普伦蒂斯霍尔出版社(DIGITAL SIGNAL PROCESSING，PRENTICE-HALL，1975))以及非专利文献11(1993年、“多速率系统和滤波器组”、普伦蒂斯霍尔出版社(MULTIRATE SYSTEMS AND FILTER BANKS，PRENTICE-HALL，1993))所公开。进而，也广泛进行以下动作：将连续的2帧以上的一部分重合(重叠)后进行加窗。此时，针对重合并加窗的信号采用上述的频率变换。和具有重叠部分的模块化与变换相关联的技术已经被非专利文献10公开。
进而，频率分析合成电路600及610的频率分析功能也可以由频带分割滤波器组来构成。频率分割滤波器组由多个带通滤波器构成。频带分割滤波器组的各频带可以是等间隔的，也可以是非等间隔的。通过非等间隔的频带分割，从而能够在低频带分割为窄频带以降低时间分辨力，而在高频带分割为宽频带以提高时间分辨力。在非等间隔分割的代表例中，有频带向低频带逐渐减半的倍频程分割或与人类的听觉特性对应的临界频带分割等。在分割为等间隔的频带之后，为了提高低频频带的频率分辨力，也可以采用仅将低频带进一步进行频带分割的混合滤波器组。与频带分割滤波器组及其设计法相关联的技术已经被非专利文献11公开。
频率分析合成电路600及610的频率合成功能希望由与实现频率分析合成电路600及610的频率分析功能的频率变换对应的逆变换来构成。在频率分析合成电路600及610的频率分析功能包含基于窗函数W的加权的情况下，将频率合成后的信号与窗函数W相乘。在由频带分割滤波器组来构成频率分析合成电路600及610的频率分析功能时，由频带合成滤波器组来构成频率分析合成电路600及610的频率合成功能。与频带合成滤波器组及其设计法相关联的技术已经被非专利文献11公开。
此外，可以很清楚地知道：可以将频率分析合成电路600及610和本发明的第二实施方式～第四实施方式的任意一个实施方式组合，对频带分割信号进行与到此为止所说明过的处理同样的处理。
如以上所详细说明的那样，在本发明的第五实施方式中，对2个以上的接收信号进行频率分析，以生成频带分割接收信号，使该频带分割接收信号延迟，以生成频带分割延迟接收信号，然后将上述频带分割接收信号和上述频带分割延迟接收信号作为输入使自适应滤波器工作。因为利用频带分割接收信号与频带分割延迟接收信号两者，所以求解自适应滤波器系数时的条件式个数增加，不会引起解不固定的问题。因此，自适应滤波器的系数收敛为唯一确定的最佳值。再有，因为利用多个延迟接收信号，所以上述条件式的个数进一步增加，可以缩短解向最佳值收敛的收敛时间。进而，通过按照由距离中心最远的左右扬声器再生的信道的延迟信号相对于接收信号的相对延迟的最大值在左右信道之间的差，在考虑了上述左右扬声器的配置中的左右非对称性导致的声像的偏差的状态下变为零的方式来生成延迟接收信号，从而因延迟接收信号而产生的声像定位向左右的偏离量相等，可以减少主观音质的劣化。还有，因为可以针对被频带分割后的信号分别赋予最佳的延迟，故以可容许的声像移动量来选择尽可能大的相对延迟时的自由度增加，由此与主观音质的提高密切相关。
在以上的最佳实施方式以及第二～第五实施方式中，虽然针对以多信道电视会议系统为对象的回波消除进行了讨论，但即使在作为信号处理的其他应用领域的单一信道多地点电视会议系统中，完全同样的议论也能成立。在单一信道多地点电视会议系统中，通常针对用一个麦克风收录的说话者的声音，进行附加适度的衰减量与时间延迟的处理，以便在接收侧使用的多个扬声器之间能将说话者定位在所希望的位置处。生成实施过这种处理的信号仅在接收侧所使用的扬声器的个数量。在接收侧所使用的扬声器的个数等于2的情况下，在图1、9、11、13及15所示的实施方式中，上述的附加了衰减与延迟的修正的2种信号相当于第一接收信号1及第二接收信号2。因此，可以直接适用本发明的实施方式。
在此，虽然以具有第一及第二接收信号1、2和第一及第二混合信号14、15的情况为例进行了说明，但本发明能够适用于存在多个接收信号和单个或多个发送信号的一般情况。再有，虽然以消除接收信号从扬声器开始在空间声音路径中传播、用麦克风收录的声音回波的声音回波为例，但对于声音回波以外的回波、例如线路的漏声等引起的回波也是适用的。取代非递归型自适应滤波器，也可以采用递归型自适应滤波器。还有，也可以采用子带型自适应滤波器或变换区域的自适应滤波器。
接着，参照图16，对本发明的第六实施方式详细地进行说明。本发明的第六实施方式具备根据程序控制而工作的计算机1000。计算机1000基于对从输入端子1及2接受的接收信号进行上述实施方式以及第二～第五实施方式的任一个所涉及的处理，作为输出信号16及17而输出被消除了回波的信号的程序工作。
第1实施例是一种信号处理方法，接收多个接收信号，通过从根据上述多个接收信号生成的多个回波中减去由以上述多个接收信号为输入的多个自适应滤波器生成的模拟回波来降低上述多个回波，该信号处理方法的特征在于，使上述多个接收信号中的2个以上的接收信号分别延迟，以生成延迟接收信号，将上述接收信号与上述延迟接收信号输入到自适应滤波器中，以生成模拟回波。
第2实施例的特征在于，在上述实施例中，上述延迟接收信号中的至少一个信号为被振幅修正后的振幅修正延迟接收信号。
第3实施例的特征在于，在上述实施例中，输入到上述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号为被非线性处理后的非线性处理信号。
第4实施例的特征在于，在上述实施例中，将上述接收信号分解为多个频率分量，按照该多个频率分量的每频率分量进行延迟，以生成延迟接收信号。
第5实施例的特征在于，在上述实施例中，按照上述延迟接收信号的相对延迟取随时间一同变化的多个值的方式生成上述延迟接收信号。
第6实施例的特征在于，在上述实施例中，上述相对延迟为采样周期的整数倍。
第7实施例的特征在于，在上述实施例中，通过利用具有交替地取零值与非零值的多个时变系数的滤波器对接收信号进行处理，来生成上述延迟接收信号。
第8实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取零值。
第9实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取非零值。
第10实施例是一种信号处理装置，其接收多个接收信号，通过从根据上述多个接收信号生成的多个回波中减去由以上述多个接收信号为输入的多个自适应滤波器生成的模拟回波来降低上述多个回波，该信号处理装置的特征在于，至少具备：线性处理电路，其使上述多个接收信号中的2个以上的接收信号分别延迟，以生成延迟接收信号；自适应滤波器，其接受上述接收信号与上述延迟接收信号，以生成模拟回波；和多个减法运算器，从上述混合信号中减去上述模拟回波，以生成回波被降低后的信号，按照使上述多个减法运算器的输出最小的方式控制上述多个自适应滤波器。
第11实施例的特征在于，在上述实施例中，还具备振幅修正电路，其对上述延迟接收信号中的至少一个信号进行振幅修正，以生成振幅修正延迟接收信号。
第12实施例的特征在于，在上述实施例中，还具备非线性处理电路，其对输入到上述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号进行非线性处理，以生成非线性处理信号。
第13实施例的特征在于，在上述实施例中，还具备：频率分析电路，其将上述接收信号分解为多个频率分量；和线性处理电路，其按照上述多个频率分量的每个频率分量进行延迟，以生成延迟接收信号。
第14实施例的特征在于，在上述实施例中，上述线性处理电路进行使上述延迟接收信号的相对延迟取随时间一同变化的多个值的处理。
第15实施例的特征在于，在上述实施例中，上述线性处理电路进行使上述相对延迟为采样周期的整数倍的处理。
第16实施例的特征在于，在上述实施例中，上述线性处理电路包括具有交替地取零值与非零值的多个时变系数的滤波器。
第17实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取零值。
第18实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取非零值。
第19实施例是一种信号处理程序，使计算机执行：接收多个接收信号的接收处理；和降低根据上述多个接收信号产生的多个回波的回波降低处理，该信号处理程序的特征在于，使计算机还执行：延迟接收信号生成处理，使上述多个接收信号中的2个以上的接收信号分别延迟，以生成延迟接收信号；模拟回波生成处理，将上述接收信号与上述延迟接收信号输入到自适应滤波器中，以生成模拟回波；和模拟回波减去处理，从上述多个接收信号的每一个中减去上述模拟回波。
第20实施例的特征在于，在上述实施例中，上述延迟接收信号中的至少一个信号为被振幅修正后的振幅修正延迟接收信号。
第21实施例的特征在于，在上述实施例中，输入到上述多个自适应滤波器的信号中的至少一个信号为被非线性处理后的非线性处理信号。
第22实施例的特征在于，在上述实施例中，将上述接收信号分解为多个频率分量，按照该多个频率分量的每一频率分量进行延迟，以生成延迟接收信号。
第23实施例的特征在于，在上述实施例中，按照上述延迟接收信号的相对延迟取随时间一同变化的多个值的方式生成上述延迟接收信号。
第24实施例的特征在于，在上述实施例中，上述相对延迟为采样周期的整数倍。
第25实施例的特征在于，在上述实施例中，通过利用具有交替地取零值与非零值的多个时变系数的滤波器对接收信号进行处理，来生成上述延迟接收信号。
第26实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取零值。
第27实施例的特征在于，在上述实施例中，上述多个时变系数互斥地取非零值。
以上虽然列举优选的实施例方式及实施例对本发明进行了说明，但本发明并非限定于上述实施方式及实施例，可以在其技术思想的范围内实施各种变形。
本申请主张以2008年9月26日提出申请的日本申请特愿2008-247272号为基础的优先权，并将其公开的全部内容纳入本申请中。