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1、(10)申请公布号 CN 103634981 A (43)申请公布日 2014.03.12 CN 103634981 A (21)申请号 201310318591.2 (22)申请日 2013.07.26 13/560909 2012.07.27 US H05B 37/02(2006.01) (71)申请人 英飞凌科技股份有限公司 地址 德国瑙伊比贝尔格市坎芘昂 1 12 号 (72)发明人 G. 里施卡 (74)专利代理机构 中国专利代理(香港)有限公 司 72001 代理人 蒋骏 卢江 (54) 发明名称 具有电流纹波控制的 LED 控制器 (57) 摘要 本发明涉及具有电流纹波控制的 L。
2、ED 控制 器。公开了一种 LED 控制器和一种用于控制 LED 装置的方法。电流感测信号表示流经所述 LED 装 置的负载电流。将所述电流感测信号与上门限值 和下门限值进行比较。在所述电流感测信号超过 所述上门限值时， 经由与所述 LED 装置串联耦合 的电感器向所述 LED 装置提供电流。当在所述电 流感测信号低于所述下门限值的同时， 没有电流 被提供给所述 LED 装置时， 通过续流二极管闭合 负载电流环路。根据所述电流感测信号调整所述 上门限值和下门限值， 使得所述电流感测信号的 峰值匹配对应的期望峰值。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 3 页 说明书 6 页 。
3、附图 5 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书3页 说明书6页 附图5页 (10)申请公布号 CN 103634981 A CN 103634981 A 1/3 页 2 1. 一种用于耦合至 LED 装置的 LED 控制器电路， 所述 LED 控制器电路包括 ： 第一电路节点， 用于接收表示供应给所述 LED 装置的负载电流的电流感测信号 ； 比较器， 其被耦合以接收所述电流感测信号， 并且被配置为将所述电流感测信号与上 门限值和下门限值进行比较 ； 负载晶体管， 用于被耦合至所述 LED 装置， 并且被配置为根据由所述比较器所提供的 比较器输出信号来向所。
4、述 LED 装置提供负载电流 ； 以及 纹波控制电路， 其被配置为响应于所述电流感测信号来调整所述上门限值和下门限 值。 2.根据权利要求1所述的LED控制器电路， 其中， 将所述纹波控制电路配置为检测所述 电流感测信号的峰值， 并且将检测到的峰值与对应的期望峰值进行比较， 其中， 根据所述比 较调整所述上门限值和下门限值， 使得在稳定状态中， 实际峰值更加紧密地匹配对应的期 望峰值。 3.根据权利要求1所述的LED控制器电路， 其中， 将所述纹波控制电路配置为将所述电 流感测信号与第一中间门限值进行比较， 并且其中， 根据第一和第二时间间隔之间的比值 调整所述上门限值和下门限值， 所述第一时。
5、间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔， 以及 所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔。 4.根据权利要求1所述的LED控制器电路， 其中， 将所述纹波控制电路配置为将所述电 流感测信号与第二中间门限值进行比较， 并且其中， 根据第三和第四时间间隔之间的比值 调整所述上门限值和下门限值， 所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间隔， 以及 所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。 5.根据权利要求1所述的LED控制器电路， 其中， 将所述纹波控制电路配置为将所述电 流感测信号与第一和第二中间门限值。
6、进行比较， 并且其中， 根据第一和第二时间间隔之间 的第一比值以及第三和第四时间间隔之间的第二比值调整所述上门限值和下门限值， 所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔， 所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔， 所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间隔， 以及 所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。 6.根据权利要求5所述的LED控制器电路， 其中， 在所述负载电流的实际峰值匹配对应 的期望值时， 所述第一和第二比值处于标称值。 7. 根据权利要求 3 所述的 LED 控制器电路， 。
7、其中， 所述纹波控制电路还包括 ： 比较器， 其被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限值， 输出电容器， 以及 充电电路， 其被配置为在所述第一时间间隔期间对所述电容器充电， 以及在所述第二 时间间隔期间对所述电容器放电， 或反之亦然， 其中， 所述充电和放电电流之间的比值对应 于所述第一和第二时间间隔之间的标称比值。 8. 根据权利要求 6 所述的 LED 控制器电路， 其中， 所述纹波控制电路还包括 ： 第一比较器， 其被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限 权 利 要 求 书 CN 103634981 A 2 2/3 页 3 值， 第二比较器， 其。
8、被配置为检测所述电流感测信号是高于还是低于所述第一中间门限 值， 输出电容器， 以及 第一充电电路， 其被配置为在所述第一时间间隔期间对所述电容器充电， 以及在所述 第二时间间隔期间对所述电容器放电， 或反之亦然， 第二充电电路， 其被配置为在所述第三时间间隔期间对所述电容器充电， 以及在所述 第四时间间隔期间对所述电容器放电， 或反之亦然， 其中， 所述充电和放电电流之间的比值对应于所述第一和第二时间间隔之间的标称比 值。 9.根据权利要求8所述的LED控制器电路， 其中， 所述纹波控制电路还包括响应于跨越 所述输出电容器的电压降的控制器电路， 将所述纹波控制电路配置为提供更新的上门限值 和。
9、下门限值， 使得在稳定状态中， 所述电流感测信号的实际峰值更加紧密地匹配对应的期 望峰值。 10. 一种电路装置， 包括 ： LED 装置， 其包括 LED ； 电感器， 其被串联耦合至所述 LED 装置的 LED ； 感测电阻器， 其被串联耦合至所述 LED 装置的 LED， 并且被配置为提供表示流经所述 LED 的负载电流的电流感测信号 ； 续流二极管， 其被耦合至所述 LED 装置 ； 比较器， 其被耦合以接收所述电流感测信号， 并且被配置为将所述电流感测信号与上 门限值和下门限值进行比较 ； 负载晶体管， 其被耦合至所述 LED 装置， 并且被配置为根据由所述比较器提供的比较 器输出信。
10、号向所述 LED 装置提供负载电流 ； 以及 纹波控制电路， 其被配置为响应于所述电流感测信号来调整所述上门限值和下门限 值。 11. 根据权利要求 10 所述的电路装置， 其中， 所述 LED 装置包括多个 LED。 12. 根据权利要求 11 所述的电路装置， 其中， 所述多个 LED 被串联耦合。 13. 根据权利要求 10 所述的电路装置， 其中， 将所述负载晶体管配置为在所述电流感 测信号超过上门限值时向所述电感器提供电流， 以及在所述电流感测信号下降到所述下门 限值以下时被断开。 14. 根据权利要求 10 所述的电路装置， 其中， 由具有第一和第二输入晶体管的高增益 差分放大器以。
11、及提供偏置电流的电流源形成所述比较器， 其中， 通过向所述第一和第二输 入晶体管的主电流通路提供电流或者从所述第一和第二输入晶体管的主电流通路沉吸电 流来调谐所述上门限值和下门限值。 15. 一种用于控制 LED 装置的方法， 所述方法包括 ： 生成表示流经所述 LED 装置的负载电流的电流感测信号 ； 将所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较 ； 在所述电流感测信号超过所述上门限值时， 经由与所述 LED 装置串联耦合的电感器向 权 利 要 求 书 CN 103634981 A 3 3/3 页 4 所述 LED 装置提供电流， 其中， 当在所述电流感测信号低于所述下门限值的同时， 没有。
12、电流 被提供给所述 LED 装置时， 通过续流二极管闭合负载电流环路 ； 以及 根据所述电流感测信号调整所述上门限值和下门限值， 使得所述电流感测信号的峰值 更加紧密地匹配对应的期望峰值。 16. 根据权利要求 15 所述的方法， 还包括检测所述电流感测信号的峰值， 并将检测到 的峰值与对应的期望峰值进行比较， 其中， 根据所述比较调整所述上门限值和下门限值， 使 得在稳定状态中， 实际峰值更加紧密地匹配对应的期望峰值。 17. 根据权利要求 15 所述的方法， 其中， 所述比较包括将所述电流感测信号与第一中 间门限值进行比较， 并且其中， 根据第一时间间隔和第二时间间隔之间的比值调整所述上 。
13、门限值和下门限值， 所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时 间间隔， 以及所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间 隔。 18. 根据权利要求 15 所述的方法， 其中， 所述比较还包括将所述电流感测信号与第二 中间门限值进行比较， 并且其中， 根据第三和第四时间间隔之间的比值调整所述上门限值 和下门限值， 所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间 隔， 以及所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。 19. 根据权利要求 15 所述的方法， 其中， 所述比较包括将所述电流感测信号与第一中 间门限值。
14、和第二中间门限值进行比较， 并且其中， 根据第一时间间隔和第二时间间隔之间 的第一比值以及第三和第四时间间隔之间的第二比值调整所述上门限值和下门限值， 所述第一时间间隔是所述电流感测信号低于所述第一中间门限值的时间间隔， 所述第二时间间隔是所述电流感测信号高于所述第一中间门限值的时间间隔， 所述第三时间间隔是所述电流感测信号高于所述第二中间门限值的时间间隔， 以及 所述第四时间间隔是所述电流感测信号低于所述第二中间门限值的时间间隔。 20. 根据权利要求 19 所述的方法， 其中， 在所述负载电流的实际峰值匹配对应的期望 值时， 所述第一和第二比值处于标称值。 权 利 要 求 书 CN 103。
15、634981 A 4 1/6 页 5 具有电流纹波控制的 LED 控制器 技术领域 0001 本发明涉及用于驱动包括一个或多个 LED （发光二极管） 的用于照明目的的 LED 装 置的控制电路。 背景技术 0002 与诸如白炽光灯泡的常规照明器不同， 通常向发光二极管供应恒定操作电流而不 是恒定操作电压。因此， 通常采用可控的电流源电路以用于驱动 LED 装置， 并使用开关转换 器来使由于电流转换引起的功率损耗保持较低。 包括例如用于电流转换的降压 （buck） 转换 器的各种集成 LED 控制器电路是容易可得的 （例如， 来自 Infineon 的集成 LED 控制器 ILD4 120） 。
16、。 0003 根据操作原理， 在使用包括诸如降压转换器的开关转换器的电流源时， LED 电流 （即， 供应给 LED 装置的负载电流） 将总是表现出纹波。为了能够实现 （可控） 恒定电流源， LED 电流通常被测量 （例如， 使用串联耦合到 LED 装置的感测电阻器） ， 并且将电流信号反馈 到控制器电路。之后， 可以将 （测量的） 电流反馈信号与相应的门限进行比较， 并且可以在反 馈信号达到门限值时触发切换操作。 因而， 门限值决定着电流纹波的大小， 可以将电流纹波 的大小设计为总计例如围绕平均 LED 电流的 15%。 0004 在这样的 LED 控制器电路中出现各种损耗， 例如， 由于对。
17、负载电流进行切换的功 率晶体管的有限 （非零） 接通电阻而引起的损耗、 由于感测电阻器而引起的损耗、 以及在所 需的续流二极管 （例如， 肖特基二极管） 中耗散的损耗。实际的电流纹波取决于电流反馈信 号达到门限值的时刻和由相应的功率晶体管完成对应的切换操作的时刻之间的传播延迟。 通常， 能够通过适当设置所提及的门限值来补偿所述传播延迟对电流纹波的影响。 然而， 在 使用这样的方法时， 所实现的补偿仅对一种特定的设置 （即， 特定数量的 LED、 降压转换器中 所使用的特定电感器、 特定操作电压等） 有效。例如， 可以将门限值如此设计， 以便针对 12V 的操作电压、 68H 的电感器和包括串联。
18、连接的三个白色 LED 的 LED 装置实现围绕平均 LED 电流的 15% 的期望纹波电流。如果这些参数之一 （即， LED 的数量、 操作电压、 电感等） 改 变， 那么实际电流纹波将偏离其期望值。 较小的电流纹波伴有较高的切换效率， 并因而伴有 较高的切换损耗。出于不同的理由， 较高的电流纹波可能是不期望的 （例如， 可能由客户指 定最大电流纹波） 。 0005 鉴于上述内容， 需要一种包括改进的电流纹波控制的 LED 控制器。 发明内容 0006 描述了一种用于耦合至 LED 装置的 LED 控制器电路。根据本发明的一个示例， 所 述电路包括接收表示供应给 LED 装置的负载电流的电流。
19、感测信号的第一电路节点以及接 收所述电流感测信号并且被配置为使所述电流感测信号与上门限值和下门限值进行比较 的比较器。将负载晶体管耦合至所述 LED 装置， 并且将所述负载晶体管配置为根据由所述 比较器提供的比较器输出信号来向所述 LED 装置提供负载电流。将所述纹波控制电路配置 说 明 书 CN 103634981 A 5 2/6 页 6 为响应于电流感测信号来调整所述上门限值和下门限值。 附图说明 0007 参考下述附图和描述能够更好地理解本发明。附图中的部件未必是按比例的， 相 反其重点放在说明本发明的原理上。此外， 在附图中， 同样的附图标记指示对应的部分。在 附图中 ： 图 1 是说。
20、明与 LED 装置、 电感器和续流二极管外部连接的示范性集成 LED 控制器电路 的方框图 ； 图 2 是说明表示 LED 电流的电流感测信号的波形的时序图 ； 图 3 是包括纹波控制环路的集成 LED 控制器的方框图 ； 图 4 是说明图 3 中所描绘的纹波控制器的功能的部分的时序图。 图 5 是说明图 3 中所描绘的纹波控制器的一种示范性实现方式的电路图 ； 以及 图 6 是说明图 3 中所说明的比较器的另一种示范性实现方式的电路图。 具体实施方式 0008 图 1 是外部连接至 LED 装置 10、 电感器 LO和续流二极管 DFW的示范性集成 LED 控 制器电路 20 的方框图。在本。
21、示例中， LED 装置 10 包括三个 LED LD1、 LD2和 LD3的串联电 路， 以及连接于两个主端子之间的感测电阻器 Rs， 其中， 能够在中间端子处分接跨越感测电 阻器 Rs的电压降。然而， 应当强调的是， 可以将感测电阻器 Rs容易地布置为与 LED 装置 10 分离的单独部件， 所述 LED 装置 10 可仅包括一个或多个 LED。将电感器 LO串联连接至 LED LD1、 LD2和 LD3， 并且将续流二极管与 LED 装置 10 和电感器 LO的串联电路并联连接。 0009 将 LED 装置 10 的一个主端子耦合至上电源电压 VB， 以便能够在 （电源电压 VB的） 电源。
22、线和 LED 装置 10 的中间端子之间分接跨越感测电阻器 Rs的电压降。LED 控制器 20 包 括功率晶体管 TL（负载晶体管） ， 其被连接于电感器和参考电势 （例如， 接地电势） 之间， 以便 将晶体管 TL的负载电流通路串联连接至 LED 装置 10 和电感器 LO。 0010 在场效应晶体管的情况下， 晶体管 TL的负载电流通路是漏极源极电流通路， 而 在双极晶体管的情况下， 晶体管TL的负载电流通路是集电极发射极电流通路。 应当指出， 图 1 说明了使用低侧半导体开关和处于高侧的感测电阻器的 LED 控制器的具体实现方式。 然而， 在不背离本文中描述的一般概念的情况下， 不同的配。
23、置 （例如， 高侧半导体开关、 低侧 感测电阻器、 替代续流二极管的第二负载晶体管等） 以及对其的修改可以是容易地可适用 的。 0011 通过 LED 控制器电路 20 中所包括的比较器 K 来生成用于将功率晶体管 TL驱动到 接通状态 （导通） 或断开状态 （非导通） 中的驱动器信号VG。 根据应用， 可以将额外的栅极驱动 器电路连接于比较器 K 和功率晶体管 TL的栅极之间， 以用于提供具有特定的期望形状 （即， 特定的升降时间或者特定的更加复杂的波形） 的栅极信号， 以便确保所定义的切换行为。 0012 将跨越感测电阻器 Rs的电压降供应给 LED 控制器电路， 该 LED 控制器电路通。
24、常包 括测量放大器， 其被配置为提供与流经 LED LD1、 LD2、 LD3以及流经感测电阻器 Rs和电感器 LO的当前 LED 电流 iL成比例的电流反馈信号 ViL。将电流反馈信号 ViL分别与两个门限值 VREF+VTH1和 VREF-VTH2进行比较， 或者换言之， 将对应的电流偏置信号 VOFF=ViL-VREF分别与门限 说 明 书 CN 103634981 A 6 3/6 页 7 值 VTH1和 -VTH2进行比较， 其中， 信号 VREF表示期望的平均 LED 电流。同样地， 电流偏置信号 VOFF表示具有零平均值的纹波电流。可以 （在电路设计期间） 将门限值 VTH1、 V。
25、TH2如此选择， 使 得电流偏置信号的 （上和下） 峰值等于当前平均 LED 电流 （由 VREF表示） 的期望百分比 （例如， 15%） 。 0013 在图 2 所描绘的时序图中进一步说明了上文描述的情况。在时刻 t0处， 由于初始 LED 电流 （由电流感测信号 ViL表示） 为零， 并因而低于上门限值 VREF+VTH1， 因此激活 LED 控制 器， 并接通负载晶体管 TL。负载电流 iL升高， 并因而电流感测信号 ViL升高， 直到其达到门 限值 VREF+VTH1为止。在电流感测信号 ViL等于门限值 VREF+VTH1的时刻， 触发对负载晶体管 TL 的断开。由于信号传播延迟， 。
26、LED 电流流动在延迟时间 tDon之后被夹断。在所述延迟时间期 间， LED 电流进一步升高到值 iLmax（由电流感测信号 ViLmax表示） 。 0014 在使负载晶体管 TL断开的时段期间， LED 电流 iL继续流经续流二极管 DFW。但是， LED电流iL在这一时段期间下降， 直到对应的电流感测信号ViL达到下门限值VREF-VTH2为止。 在电流感测信号 ViL等于下门限值 VREF-VTH2的时刻， 触发对负载晶体管 TL的接通。由于信 号传播延迟， LED 电流流动在延迟时间 tDoff之后开始。在所述延迟时间期间， LED 电流进一 步下降到值 iLmin（由电流感测信号 。
27、ViLmin表示） 。如上文已经提及的， 对于特定的设置而言， 传播延迟 tDon、 tDoff是已知的， 并且因而能够将门限值 VTH1、 -VTH2如此设计， 使得对应的峰值 ViLmax、 ViLmin满足所需的规范 （例如， VREF15%） 。然而， 这一规范仅针对一种特定的设置而被 满足， 该特定设置例如是伴有上文已经提及的一些问题的一个特定的操作电压 VB。 0015 为了缓解那些问题或者为了使 LED 电流峰值 ViLmax、 ViLmin更加独立于使用 LED 控制 器 20 的实际设置而满足， 可以使用另外的反馈环路来对峰值 ViLmax、 ViLmin（即， 纹波电流的幅。
28、 度） 进行调节， 在图 3 的示例中， 将该反馈环路称为 “纹波控制” 。 0016 图 3 的示例本质上与图 1 的电路相同， 除了门限值是使用纹波控制器 202 可调整 的。纹波控制器接收电流感测信号 ViL以及期望平均电流 （参考电流 VREF） ， 并且被配置为调 整门限值 VTH1和 VTH2， 使得 LED 电流 ViLmax、 ViLmin的实际峰值与期望目标值 （例如， 平均电流加 / 减 15%） 相匹配。在纹波控制器 202 测量或估计高于期望目标值的峰值 ViLmax、 ViLmin时， 则 相应地降低对应的门限值 VTH1、 VTH2， 并且反之亦然， 在纹波控制器 。
29、202 测量高于期望目标值 的峰值时， 则提高门限值 VTH1、 VTH2， 所述峰值分别被进一步表示为 VMAX和 VMIN。在期望纹波幅 度为例如期望平均值 VREF的 15% 时， 则 VMAX等于 VREF1.15， 且 VMIN等于 VREF0.85。 0017 可以使用用于测量或估计峰值 ViLmax、 ViLmin的 （或者用于检测峰值 ViLmax、 ViLmin是否 与期望目标值匹配的） 各种方法。首先， 使用适当的峰值测量电路来单独测量电流感测信号 ViL的两个峰值 ViLmax、 ViLmin。在这种情况下， 可以单独控制对应的门限值 VTH1和 VTH2。然而， 由于所。
30、述峰值是正好在功率晶体管 TL被接通和断开的时刻被达到的 （参见图 3） ， 并且因此 在切换期间出现的瞬时尖峰或类似的现象以及电磁干扰 （EMI） 可能使获得的测量值劣化。 0018 作为替代方案， 通常可以将第二门限值VTH2设为-VTH1， 因为纹波应当总是对称地围 绕平均值。为了避免上文提及的可能使峰值测量劣化的干扰 （EMI、 尖峰等） ， 下文描述了一 种不同的方法。相应地， 将电流感测信号 ViL（出于控制图 3 中所描绘的门限 VTH1和 VTH2的目 的） 与另外的门限值 Vmax50和 Vmin50（中间门限值） 进行比较， 所述另外的门限值 Vmax50和 Vmin50 。
31、被设为处于期望平均值 VREF和期望最大和最小峰值 （目标峰值） VMAX、 VMIN之间的值。在本文 中描述的示例中， 分别将所述另外的门限值 Vmax50和 Vmin50设为正纹波幅度和负纹波幅度的 说 明 书 CN 103634981 A 7 4/6 页 8 50%， 即 ： Vmax50=0.5(VMAX-VREF)+VREF=0.5(VMAX+VREF)， 以及 (1) Vmin50=0.5(VMIN-VREF)+VREF=0.5(VMIN+VREF) (2)。 0019 然而， 不同于 50% 的因子也可适用。在期望纹波幅度是例如期望平均值 VREF的 15% 时， 则 Vmax5。
32、0等于 VREF1.075， 且 Vmin50等于 VREF0.925。在图 4 中说明了所提及的门限， 进 一步的描述涉及所述门限。 0020 在图4中， 电流感测信号ViL低于门限Vmin50的时间跨度tmin1是电流感测信号ViL高 于门限 Vmin50的时间跨度 tmin2的三分之一， 即 ： t m i n 2/ tm i n 1= 3 (3)。 0021 类似地， 电流感测信号ViL高于门限V max50的时间跨度t max 1是电流感测信号ViL低 于门限 V max50的时间跨度 t max 2的三分之一， 即 ： t m a x 2/ tm a x 1= 3 (4)。 002。
33、2 出于对称性的原因， tmin1=tmax1， 且 tmin2=tmax2。在将方程 (1) 和 (2) 中的因数 0.5 被 改变为不同的值时， 则必须相应地改变方程 (3) 和 (4) 中的比值 3。 0023 在电流感测信号 ViL的实际峰值 ViLmin、 ViLmax正好匹配期望 （目标） 峰值 VMIN、 VMAX时， 方程 (3) 和 (4) 适用。当峰值 ViLmin、 ViLmax例如由于较高的 （超过标称的） 传播延迟 TDon、 tDoff （参见图 2） 而在幅度上超过了目标峰值 VMIN、 VMAX时， 则实际比值 tmin2/tmin1和 tmax2/tmax1从。
34、 标称值 3 降至更低值。类似地， 当峰值 ViLmin、 ViLmax例如由于较低的 （低于标称的） 传播延迟 tDon、 tDoff（参见图 2） 而 （在幅度上） 降到目标峰值 VMIN、 VMAX以下时， 则实际比值 tmin2/tmin1和 tmax2/tmax1从标称值 3 提高到更高的值。结果， 能够通过将比值 tmin2/tmin1和 tmax2/tmax1调节到 标称值 （其在当前示例中为 3） 来使峰值 ViLmin、 ViLmax稳定， 并因而使电流纹波幅度稳定。 0024 图 5 说明了一种示范性电路， 其可以是图 3 中所示的纹波控制器 202 的部分， 并且 可以其。
35、被配置为提供指示比值 tmin2/tmin1和 tmax2/tmax1是否处于其期望标称值 （并因而指示 纹波电流幅度是否处于其期望幅度） 的信号。相应地， 图 5 中的电路包括两个比较器 K1、 K2。 将比较器 K1配置为检测电流感测信号 ViL何时超过门限值 Vmax50， 以及将比较器 K2配置为检 测电流感测信号 ViL何时落到门限值 Vmin50以下。将第一充电电路 203 耦合至第一比较器 K1， 以及将第二充电电路204耦合至第二比较器K2。 将充电电路203、 204均配置成根据相应 的比较器输出信号向一个输出电容器 CO分别提供充电或放电电流 3iREF和 -iREF。每个。
36、充 电电路 203、 204 分别包括开关 SW1和 SW2， 所述开关 SW2被配置为将充电 / 放电电流 3iREF 和 -iREF从相应的电流源 Q1a、 Q1b、 Q2a、 Q2b引导至输出电容器 CO。 0025 在比较器 K1检测到电流感测信号 ViL高于门限值 Vmax50时， 则 （充电电路 203 的） 开 关 SW1将电流源 Q1a耦合至输出电容器 CO， 从而将充电电流 3iREF提供给电容器 CO。在比 较器 K1检测到电流感测信号 ViL低于门限 Vmax50时， 则 （充电电路 203 的） 开关 SW1将电流源 Q1b耦合至输出电容器 CO， 从而从电容器 CO沉。
37、吸 （sink） 放电电流 iREF。类似地， 在比较器 K2 检测到电流感测信号 ViL低于门限 Vmin50时， 则 （充电电路 204 的） 开关 SW2将电流源 Q2a耦合 至输出电容器 CO， 从而向电容器 CO提供充电电流 3iREF。最后， 在比较器 K2检测到电流感 测信号 ViL高于门限 Vmin50时， 则 （充电电路 204 的） 开关 SW2将电流源 Q2b耦合至输出电容器 CO， 从而从电容器 CO沉吸放电电流 iREF。 0026 应当指出， 可以针对充电电路 203、 204 使充电和放电阶段互换。这将伴有响应于 说 明 书 CN 103634981 A 8 5/。
38、6 页 9 峰值 ViLmax、 ViLmin的给定变化而对电容器电压摆动的符号的改变。必须将用于电流 iREF的倍 增因数 （即在当前示例中为 3） 选择为等于标称比值 tmax2/tmax1（参见方程 (3) 和 (4)） ， 该标 称比值 tmax2/tmax1在当前示例中为 3。由于在稳定状态当中， 放电时间 tmax2和 tmin2（参见图 4） 是充电时间 tmax1和 tmin1的三倍， 并且由于放电电流 iREF仅为充电电流 3iREF的三分之 一， 因此跨越输出电容器的平均电压 VCTRL为零 （在被初始化为 0V 时） 。 0027 然而， 在很多应用中， 电源电压是相对于。
39、接地 （0V） 的正电压 （参见图 3 的示例中的 电源电压 VB） ， 并且因而 0 伏特的稳定状态电容器电压 VCTRL是不可能的。在那些情况下， 将 电容器 CO初始化为高于零且低于电源电压 VB的恒定正电压。可以适用稳定化的参考电压 VBG来初始化电容器电压 VCTRL。例如， 可以通过带隙参考电路来生成稳定化的参考电压 VBG。 在传播延迟 tDon、 tDoff较长 （比标称值长） 时， 实际的峰值 ViLmax、 ViLmin将升高， 且比值 tmax2/tmax1 和 tmin2/tmin1将相应地降低。结果， 在纹波电流的每一周期向电容器增加净电荷， 并且电容 器电压 VCT。
40、RL将升高。类似地， 在传播延迟变得更短时， 电容器电压 VCTRL将下降。 0028 可以将控制电压VCTRL供应给控制器205， 其可以是例如P控制器。 在控制电压VCTRL 正升高时， 控制器205使门限VTH1降低。因而， 控制器205抵消了升高中的控制电压VCTRL， 并 具有稳定效果。以这样的方式调节了门限值 VTH1和 VTH2， 使得实际峰值 ViLmax、 ViLmin匹配期望 目标值VMAX、 VMIN。 所述闭环具有积分特性， 因为电容器CO对误差， 即实际峰值ViLmax、 ViLmin与对 应的期望值VMAX、 VMIN的偏差进行积分。 控制器205可以包括简单的N-。
41、MOS晶体管， 其接收电 容器电压VCTRL作为栅极电压。 同样地， 可以将控制器205的特性描述为VTH1=-VTH2=k VCTRL x， 其中， x 表示偏置值 （其可以为零） ， 且 k 是增益因数， 其在适用简单的 MOS 晶体管作为控 制装置时， 可能是严重非线性的。然而， 由于输出电容器 CO的积分特性， 这一非线性不伴有 任何稳定性问题。 0029 应当注意， 可调整的门限值 VTH1和 VTH2未必是由同样必须被供应给电路的物理信 号 （例如， 电压信号） 所表示的。例如， 也可以通过改变 MOS 晶体管的静止漏极电流， 并因而 改变相应的漏极源极电压来间接设置这些门限值。 。
42、0030 图 6 说明了一种电路图， 其说明了图 3 的示例中所说明的具有滞后作用的比较器 K 的另一种示范性实现方式。图 6 的电路包括操作为比较器的高增益差分放大器。所述差 分放大器是由 p 沟道 MOS 晶体管 TE1和 TE2以及向 MOS 晶体管 TE1和 TE2提供偏置电流 iB的 电流源 Q 所形成的。所述差分放大器 （操作为比较器） 接收参考电压 VREF（表示期望平均电 流） 和电流测量信号 ViL（表示 LED 电流 iL） 作为 MOS 晶体管 TE1和 TE2的栅电极处的输入信 号。所述差分放大器被加载有 n 沟道 MOS 晶体管 T1和 T2， 该 MOS 晶体管 T。
43、1和 T2的漏极 源极电流通路被串联耦合至晶体管 TE1和 TE2的漏极源极电流通路 （主电流通路） 。 0031 分别将 MOS 晶体管 T1和 T2以这样的方式耦合至 n 沟道 MOS 晶体管 T3和 T4， 使得 晶体管 T1和 T3以及 T2和 T4形成两个电流反射镜。使两个电流反射镜中的每一个的输出晶 体管 T3和 T4并联耦合至另一电流反射镜的输入晶体管 T2和 T1。将所述电流反射镜和晶体 管 TE1、 TE2耦合的电路节点可以被看作是分别提供 V1和 V2的中间输出电压的差分放大器的 （中间） 输出节点。将这些输出节点分别连接至 n 沟道 MOS 晶体管 TA1和 TA2的栅极。
44、， 晶体管 TA1和 TA2形成了对称输出级， 其中， 使每个晶体管 TA1和 TA2分别与另外的晶体管 TA3和 TA4串 联耦合。由此， 将晶体管 TA3和 TA4分别连接于晶体管 TA1和 TA2的漏极与电源电势之间。晶 体管 TA1和 TA3的公共电路节点是比较器输出 VG（同样参见图 3） 。 说 明 书 CN 103634981 A 9 6/6 页 10 0032 在图 6 的示例中， 比较器门限值是 VREF+VTH1和 VREF-VTH2， 其中， VTH1=VTH2=VTH。为了首 先说明比较器的功能， 仅考虑比较器 K 而没有控制器 205（下文对晶体管 T5到 T7进一步。
45、讨 论） 。假设电流测量信号已经达到了 VREF-VTH， 则输出级是有效的 （VG处于高电平） ， 电流反射 镜输出晶体管 T4晶体管沉吸由晶体管 TE1提供的一些电流， 而电流反射镜输出晶体管 T3晶 体管现在则沉吸较少的电流 （由晶体管 TE2提供的） ， 因为电压 V1（晶体管 T3的栅极电压） 较 低。由于所述有效输出级， 负载电流 iL增加， 并且因而电流感测信号 ViL增加， 直到达到上 门限 VREF+VTH为止。此刻， 晶体管 T3变为导通， 因而触发电压 V2上的减少， 其伴有晶体管 T4 的断开以及输出电压 VG的状态上的变化 （其切换至低电平） 。因此， 电流感测信号 。
46、ViL再次 减少， 直到达到门限值 VREF-VTH。在这一点上， 晶体管 T4再次变得导通， 并且所述循环重新开 始 （同样参见图 2） 。 0033 控制器电路 205（作为纹波控制器 202 的一部分， 参见图 3 和图 5） 包括晶体管 T4 和 T6， 晶体管 T4和 T6能够分别被并联连接至晶体管 T3和 T4， 因而在并联连接时有效地降低 了晶体管 T3和 T4的接通电阻。可以通过将晶体管 T7和 T8（分别连接于晶体管 T5和 T6与接 地 GND 之间） 驱动至导通状态来完成所述并联电路 （晶体管 T3、 T5以及 T4、 T6） 。通过改变晶 体管 T7和 T8的栅极电压，。
47、 可以调谐由晶体管 T5和 T6沉吸的额外电流 iTH1和 iTH2的量。然 而， 上文提及的门限值 VTH取决于电流 iTH1和 iTH2， 并因此可以通过经由控制器 205 改变电流 iTH1和 iTH2来调谐门限电压 VREF+VTH和 VREF-VTH， 这分别响应于实际峰值 ViLmin、 ViLmax与期望峰 值 VMIN和 VMAX之间的偏差。 0034 尽管已经公开了本发明的各种示范性实施例， 但是将对于本领域技术人员而言显 而易见的是， 在不背离本发明的精神和范围的情况下可以做出将实现本发明的一些优点的 各种改变和修改。对于本领域技术人员而言明显的是， 可以适当地替代执行相同。
48、的功能的 其他部件。尤其是， MOS 晶体管可以由对应的双极结型晶体管所替代， 以及使用 n 沟道的电 路或者 npn 型晶体管可以由其互补的 p 沟道或 pnp 型等价物所替代。应当提到的是， 可以 将参考特定的附图所解释的特征与其他附图的特征组合， 即使在尚未明确地提到的那些附 图中。 此外， 可以按照使用适当的处理器指令的全软件实现方式、 或者按照利用硬件逻辑和 软件逻辑的组合的混合实现方式以获得相同结果的混合实现方式来实现本发明的方法。 旨 在由所附权利要求覆盖对本发明性概念的这种修改。 说 明 书 CN 103634981 A 10 1/5 页 11 图 1 图 2 说 明 书 附 图 CN 103634981 A 11 2/5 页 12 图 3 说 明 书 附 图 CN 103634981 A 12 3/5 页 13 图 4 说 明 书 附 图 CN 103634981 A 13 4/5 页 14 图 5 说 明 书 附 图 CN 103634981 A 14 5/5 页 15 图 6 说 明 书 附 图 CN 103634981 A 15 。