本发明涉及一种数字混频装置。这种装置是在为雷达接收设备进行中频数字化转换器的设计中产生的，但它同样能应用于如无线电通讯等其它的领域。 图1中示出了用于把接收到的雷达信号转换成数字形式的传统电路。天线1接收到的信号，一般频率为几千兆赫（GHZ），在混频器2中与来自本机振荡器3的本机振荡信号混频。混频器2的输出通过此通滤波器4。滤波器输出的频率大约为60兆赫（MHZ）的中频。该信号通过由5和6表示的同相通路（P）和相移90°通路（Q），并在两条通路中与来自同样以60兆赫频率工作的第二本机振荡器9的波形在混频器7和8中进行混频。第二本机振荡器的输出相移90°再传送到混频器8。混频器7和8的输出通过低通滤波器11和12，并在放大器13和14中放大。然后通过由时钟脉冲发生器17时钟同步的模拟-数字转换器15和16把它们转换成数字形式。这两路输出分别是表示以时钟脉冲发生器17频率进行信号采样的复数的实数部分和虚数部分。
在图1中所示的传统的系统中，重要的是要求在每一条通路5和6中的混频器7和8，滤波器11和12，放大器13和14以及模拟-数字转换器15和16具有完全相同的特性，并且要求在器件10中引入的相移是精确的90°。否则信号就会失真。在尽管存在器件老化可能影响的情况下，还要确保这些要求得到满足，并且能够保持会是即困难，而且成本又高的。
在构思本发明之前我们就认为上述问题可以通过像图2中所示的电路来解决。该电路以中频而不是以基本频带进行数字化处理。参见图2，来自天线18的RF信号在混频器19中与来自本机振荡器20的本机振荡信号混频。混频器19的输出通过滤波器21滤波，并通过模拟-数字转换器22转换成数字形式，以由时钟脉冲发生器23确定的频率产生数字采样信号。模拟-数字转换器22的数字输出通过两条通路分别与图3中所示的同相信号A和相移90°信号B相乘。这些同相信号A和相移90°信号B是通过加权发生器26和27产生的，而加权发生器26和27则由操作模拟-数字转换器22的同一个时钟脉冲发生器23进行时钟同步。产生出来的同相和相移90°数字信号通过数字低通滤波器28和29进行滤波。每一个数字滤波器都是通过在其输入端以信息组方式获得数字采样信号，并把每一信息组的采样信号加起来进行操作。
最初曾设想图2中所示的那种电路能够解决上述图1中电路所存在的问题。其原因在于使数字系统具有完全相同的特性是容易的，所以图2中所示的那种电路能够解决在P通路和Q通路的匹配方面以及相应互相垂直方面存在的问题。图2中电路的一个显著特征是仅仅使用了一个模拟-数字转换器。这个模拟-数字转换器必须以比图1中基本频率数字化方式时的工作频率更高的频率工作，不过更高的模拟转换噪声是可以允许的，这是因为在数字低通滤波器中进行的加权处理中使相对于信号的这种噪声减小了。
最初我们图2中所示的那种系统的试验结果使我们感到沮丧，这些试验显示出两条通路的频率响应，并不是如予期的那样相同。在低通滤波器的加法处理中，对各种复杂的加权方案进行了试验，以便解决这个问题，但是这些方案成本高，而且也不足以校准频率响应的差异。
本发明是通过实现如图4中所示的数字滤波器频率响应而产生的。在图4中由混频器24和25产生的差频以及和频分别在F1和F2处示出。值得注意的是：在b所示的频带里存在某种响应，即在那里出现和频。这个频率响应取决于数字低通滤波器获取的每一信息组里的采样信号数量。本发明实现了能够选择具有稍微不同数量采样信号的信息组（例如：少两个采样信号），以产生差频响应，如图4中的虚线所示，当把它加到实线所示的响应上时产生复合响应。这个复合响应在差频F1处较高，而在整个包含和频F2的频带b中则大致为另。同样的效果可以通过把除去每一端的一个采样信号之外的全部采样信号增加一倍的方式，或通过把在每一端的那些采样信号减半而保持中间区段的大多数采样信号彼此相对不变的公式，即用单一的加权，来获得。因为不必对大多数采样信号进行任何加权，所以就可以非常简单地获得这种效果。
因此，本发明所提供的数字混频装置包括用于提供表示和频以及差频的数字信号的装置，该和频以及差频信号是通过对变化的输入信号与予定的信号进行混频而产生的，和用于消去和频的数字滤波器。数字滤波器包括装置用于获取表示以信息组方式的混频器输出顺序采样信号的数值，并且至少对每一信息组中的第一和最后一个采样信号的数值进行加权，以减少它们相对于其他采样信号的值，和/或采用相反方式，而使每一信息组中第一个采样信号数值和最后一个采样信号数值之间的大多数采样信号数值彼此相对保持不变。
在图2的电路中，滤波器28和29的特性不能彼此匹配的原因在于：通过滤波器的混频，处理的任何剩余的和频部分在两条通路中具有相反的相位，这样就会引起两路输出之间的不对称。本发明在消去和频部分方面的效果在图2所示的那种系统中是特别显著的。在该系统中，用于提供数字信号的装置适用于在两条通路中产生分别表示复数的实数部分和虚数部分的信号，并且在该系统中，还为每一条通路提供一个上一段中所限定的那种数字滤波器。
在图4中，以实线和虚线所示的响应之间的对消是不完全的。进一步改进可以通过重复对两个终端的采样信号给以1/4的加权，和对紧接着终端采样信号靠里面的采样信号给以3/4的加权的对消处理来获得。更进一步的改进可以通过对信息组的采样信号从两端起顺序加权1/8，1/2和7/8来获得。理论上当然可以通过对两端的三个以上的采样信号加权而获得更进一步的改进。但是那样的加权方式获得的微小优点，实际上被复杂性的增加给掩盖了。
使用适用于以极联状态联接的滤波器的卷积定理可以推导归纳出详细的终端的加权方式。目的是要在名义上的和频区段具有很小的响应（F+＝2·FIF），而这一目的总是可以凭借让信号通过在F+频率情况下具有另值的滤波器而达到（不考虑任何其他类型的滤波）。这种滤波器可以通过把信号加到一个与其一模一样的，但在F+频率情况下具有等于1/2周期的时间迟延（即在FIF频率情况下具有等于1/4周期的时间延迟）的滤波器构成。这种滤波器的脉冲响应，所对于一个单一脉冲输入的输出波形，是一对单独的由迟延时间1/4FIF隔开的脉冲。当与一序列N个同等的脉冲进行卷积时，产生一序列N+l个脉冲，其中最外面的两个脉冲，即第1个和第N+1个脉冲，具有原来的幅度，而全部其他的N-1个脉冲则具有两倍的幅度。在我们所述的这种情况下，使终端加权为1/2，而使内侧的加权值为1。与我们的滤波器是由稍短一些的未加权滤波器推导出来的这一事实无关，实际长度是任意的。如果上述的一些简单的2-加权滤波器都与原来未加权滤波器进行级联的话，就可以获得以F+频率进行的更有功效的滤波。在这种情况下，终端加权的递变是由二项展开式（1/2+1/2X）M中XI的系数给出加权的顺序变化，其中I＝0，1，……，M，而M是集合滤波器的顺序。因此可以看出，M＝1给以1/2的加权，M＝2给以1/4和1/4+2·1/4＝3/4的加权。为了在滤波器的中间保留未受影响的加权，总的滤波器长度，显然必须超过2M，但是在实际上，这不会成为问题。
当每个中频（IF）的周期有4个以上的采样信号时，仍旧可以应用相同的构思，只要使用4的倍数，就能使1/4周期延迟具有整数的采样信号。上述的卷积方式的应用是对加权给以相同值，并且指出这些加权值的每一个都应该加到持续中频（IF）1/4周期的顺序组中的全部采样信号上。
为了解积所采用的原理，已经叙述了有两个值性质不同的加权，即在26和27中产生的那些信号，它们表示本机振荡信号（LO），以及加到28和29上形成数字低通滤波器响应的那样信号。但是，实际上这两个操作可以通过把对应的值相乘而合并，以致每一条基本频率通路（P和Q）仅需要一个加权发生器。该系统的方框图与图2中所示的一样，具有修正的权值，以及具有数字低通滤波器，用来把加权的采样信号以信息组的方式简单地加到一起，并以对应积分时间的时间间隔转储结果。加权发生器并不需要重新计算每一个权值，这是因为采用了重复模式，而且它们可以存入一个按照采样时钟脉冲顺序进行寻址的计算机型存储器里。循环多位移位寄存器是一种可能的方式。
在每一个中频（IF）周期里可以获取4个以上的采样信号，但是通常仅使用4的整数倍来使得90°相移更为方便。在这种更普遍的情况下，采样信号以组的方式进行处理，每组为中频（IF）的1/4周期长。这样，我们可以在每个周期中的12个采样信号里获取具有权值1/4的处在两端的最终三个采样信号和具有权值3/4的紧接着靠里面的两组三个采样信号。
图3A和3B中所示的加权是对每一个周期具有4个加权以虚线示出的正弦波的数字表示法。对每一个周期具有4个采样信号进行加权的另一种可能的方式示于图5A和5B中，其中图5A表示26产生的一种加权，而图5B表示27产生的另一种加权。在图5A和5B所示的方式中，间隔的加权W2，W4或W11，W31都在表示正弦波的过另点处，因此在每一条通路中对于每一周期仅需要产生两个加权W1、W3或W21、W41。从可以简化电子线路来看，这一点是很有利的。
应用加权表示正弦波的构思，可以应用于每一个周期要采用4个以上采样信号的系统中（为了获得所需要的90°相移，最好是4的倍数），加权中有些位于正弦波的过另点处，因此这样的加权就可以省去。这种构思还可以应用于例如示于图6的A和B中的那种每一个周期中采用8个采样信号的系统中。在该系统中，虽然没有加权位于过另点处，但却有些加权位于靠近过另点处。在图6的A和B中，一条通路中加权的一半，即位于靠近另点处的加权W1，W4，W5，W8等被省去，而在另一条通路中加权W21、W31、W61，W71等被省去。图7的A和B中示出了一种对每一个周期采用8个采样信号的一种可能的方式。该方式比图6的方式产生的性能更好，但是该方式仅允许省去加权的1/4，即仅允许省去那些位于过另点处的加权。
当然可以认为对每一个周期采用8个以上的采样信号，而不是采用4个或8个采样信号，是最有效的;而且采用12个、16个或甚至20个采样信号都可以是切实可行的方式。
由于存在与速度有关的技术上的问题，所以采用20个以上采样信号的方式是不可取的。在每一条通路中省去1/4到1/2的采样信号被认为是最佳的方式。首去1/2以上的采样信号会引起性能上的不能容许的降低。省去少于1/4的采样信号仍然是有利的方式，但不是最佳的方式，这是因为可以比较容易地获得在性能上，与该方式相同的改进。
至此，已经理解了仅用0或±1的加权来表示本机振荡器信号（LO）的可能方式。但是可以认为上述的把一些加权省去的构思，同样能应用于采用各种各样的权值的系统中，举例来说，在图7的A和B中加权W3、W7、W11或W51等可以具有增大的权值。
应该注意到，即使在一条通路5或在另一条通路6中，某一个采样信号，由于被给以的本振荡器加权为另而被略去，这个采样信号仍然通过数字低通滤波器28和29复合，把它作为采样信号信息组的一个组成部分而计算在内。因此，如果例如图5中所示，通过加权使终端采样信号失效，在滤波器中，这个被略去的终端加权，仍然会加到这些采样信号上，而不会加到下一个有效的采样信号上。