有源缓冲器拓扑.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 104104224 A (43)申请公布日 2014.10.15 CN 104104224 A (21)申请号 201410131020.2 (22)申请日 2014.04.02 13161957.9 2013.04.02 EP H02M 3/155(2006.01) (71)申请人 ABB 研究有限公司 地址 瑞士苏黎世 (72)发明人 李亭湖 何艺文 格拉尔多埃斯科巴尔 乔纳森布拉德肖 (74)专利代理机构 北京集佳知识产权代理有限 公司 11227 代理人 杜诚 陈炜 (54) 发明名称 有源缓冲器拓扑 (57) 摘要 本发明公开了有源缓冲器拓扑， 具体公开了 。

2、有源缓冲器电路和包括有源电路的电力变换器。 有源缓冲器电路包括 ： 连接在第一对接点 （A1） 与 第一连接点 （D） 之间的第一二极管和第一电感器 的串联连接 ； 连接在第二连接点 （E） 与第二对接 点 （B） 之间的第二二极管 ； 连接在第三对接点 （C） 与第二连接点 （E） 之间的第三二极管和第二电感 器的串联连接 ； 连接在第一连接点 （D） 与第三对 接点 （C） 之间的开关装置 ； 以及连接在第一连接 点 （D） 与第二连接点 （E） 之间的第一电容器。第 一、 第二和第三二极管沿着第一对接点 （A1） 与第 二对接点 （B） 之间且通过第三对接点 （C） 的路径、 在第一方向。

3、上正向偏置， 开关装置被配置成控制 第一方向上的电流流动。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 15 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书7页 附图15页 (10)申请公布号 CN 104104224 A CN 104104224 A 1/2 页 2 1. 一种有源缓冲器电路， 包括 ： 第一对接点 （A1） 、 第二对接点 （B） 和第三对接点 （C） ； 第一连接点 （D） 和第二连接点 （E） ； 第一二极管和第一电感器的串联连接， 其连接在所述第一对接点 （A1） 与所述第一连接 点 （。

4、D） 之间 ； 第二二极管， 其连接在所述第二连接点 （E） 与所述第二对接点 （B） 之间 ； 第三二极管和第二电感器的串联连接， 其连接在所述第三对接点 （C） 与所述第二连接 点 （E） 之间 ； 开关装置， 其连接在所述第一连接点 （D） 与所述第三对接点 （C） 之间 ； 以及 第一电容器， 其连接在所述第一连接点 （D） 与所述第二连接点 （E） 之间， 其中， 所述第一二极管、 所述第二二极管以及所述第三二极管沿着所述第一对接点 （A1） 与所 述第二对接点 （B） 之间并且通过所述第三对接点 （C） 的路径、 在第一方向上正向偏置， 并且 所述开关装置被配置成控制所述第一方向上。

5、的电流流动。 2. 根据权利要求 1 所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述开关装置具有反并联的第四二 极管和并联的电容器。 3.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述开关装置为包括体二极管的 MOSFET。 4. 根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述第一电感器 （Ls1） 的 电感为 ： 其中， Irr为峰值反向恢复电流， Srr为主二极管的恢复系数， 并且 Qrr为所述二极管的反 向恢复电荷。 5. 根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述第一电容器 （Cs） 的 电容为 ： 其中，为辅助开关装置 Sa的漏源电容器 Cds,Sa两端。

6、的电压， 电压是基于所 述开关装置的额定电压来确定大小的。 6. 根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述第二电感器 （Ls2） 的 电感为 ： 其中， Vout为输出电压并且为所述第一电感器 Ls1的电流。 权 利 要 求 书 CN 104104224 A 2 2/2 页 3 7. 根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述第一方向为从所述 第一对接点 A 通过所述第三对接点 C 到所述第二对接点 B。 8. 根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路， 其中， 所述第一方向为从所述 第二对接点 B 通过所述第三对接点 C 到所述第二对接点 A。 9.。

7、 一种电力变换器， 包括根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路。 10. 根据权利要求 9 所述的电力变换器， 其中， 所述电力变换器包括 ： 主二极管装置， 其连接在第一节点 （A1 ） 与第二节点 （B ） 之间， 主开关装置， 其连接在所述第一节点 （A1 ） 与第三节点 （C ） 之间， 其中， 所述第一对接点 （A1） 连接到所述第一节点 （A1 ） ， 所述第二对接点 （B） 连接到所述第二节点 （B ） ， 并且 所述第三对接点 （C） 连接到所述第三节点 （C ） 。 11. 根据权利要求 9 或 10 所述的电力变换器， 其中， 所述电力变换器包括 ： 主二极管， 其连。

8、接在多个第一节点 （A1 至 Ax ） 与第二节点 （B ） 之间， 主开关装置， 其连接在所述第一节点 （A1 至 Ax ） 与第三节点 （C ） 之间， 其中， 所述有源缓冲器电路包括对接点 （A1至 Ax） ， 每个第一对接点 （A1至 Ax） 连接到所述第一 节点 （A1 至 Ax ） 之一， 所述第二对接点 （B） 连接到所述第二节点 （B ） ， 并且 所述第三对接点 （C） 连接到所述第三节点 （C ） 。 权 利 要 求 书 CN 104104224 A 3 1/7 页 4 有源缓冲器拓扑 技术领域 0001 本发明涉及电力变换器并且具体涉及用于电力变换器的缓冲器电路 （snu。

9、bber circuit） 。 背景技术 0002 电力变换器中的主开关装置的开关频率可以是影响电力变换器的电学性能以及 成本的关键参数。可以通过增大变换器的开关频率来减小无源元件尤其是磁元件的大小。 升压变换器的输入扼流圈或 DC-DC 变换器的隔离变压器可以用作这种磁元件的示例。该减 小能够对变换器的总成本产生直接和显著的影响。 0003 将成本效率作为主要优先考虑的电力变换器应用会极大地受益于增大开关频率 的可能性。例如， 在用于电信应用的数据中心或基站的电力变换器中， 通常开关频率在 200kHz 至 600kHz 的范围内。这种范围可以提供增大开关频率并且因此还减小磁部件的大 小的大。

10、的可能性。如所提及的那样， 磁部件大小的减少导致显著的成本节约和功率密度的 增加。此外， 通过将开关频率增大至某一范围， 例如 20kHz 或 20kHz 以上， 可以将低成本和 低磁芯损耗材料 （例如软铁氧体） 用于电力变换器的磁元件。 0004 然而， 现有电力变换器的开关频率的大的增大通常不会没有折衷。例如， 从几 kHz 增大到几十 kHz 可以产生很高的开关损耗。 0005 图 1a 示出了具有 400V 输出的常规 750W 升压变换器的示例性切换波形。在图 1a 中， 示出了开关装置的电压 vCds,S和电流 iS。由主二极管的反向恢复电流和主开关装置的高 切换速度在点 11 处。

11、接通时引起电流 iS中的高电流应力 10。图 1a 还示出了在点 13 处关断 时由高切换速度和电路的寄生电感引起的高电压应力 12。 0006 图 1b 示出了图 1a 的相应的切换轨迹。接通轨迹 14 和关断轨迹 15 连同电流轴和 电压轴包围下述区域 ： 该区域大体上与在主开关装置的接通动作和关断动作所耗散的能量 方面的开关损耗对应。因此， 开关损耗随开关频率线性地增加。 0007 更高的开关损耗生成更多的热， 并且会需要更强大的冷却系统或更大的散热器， 以用于有效地提取热以及防止半导体过热。 结果， 变换器的功率密度和功率效率可能退化， 并且在磁零件中获得的成本节约会被增加的冷却系统成。

12、本抵消。 0008 可以使用所谓的软开关来实现更优的结果， 即同时实现高开关频率和低开关损 耗。为了将变换器的开关从常规的硬开关变化为软开关， 可以使用至少两种方式。 0009 可以通过使用准谐振开关来实现软开关， 即通过用准谐振开关单元 （例如图 2b 或 图 2c 中示出的准谐振开关单元） 替换常规 PWM 开关单元 （例如图 2a 中示出的常规 PWM 开关 单元） 。图 2b 示出了半波零电流谐振开关单元， 而图 2c 示出了全波零电流谐振开关单元。 0010 准谐振开关能够在零电流接通和零电压关断条件下进行切换。然而， 附加的谐振 部件和二极管与主开关串联连接， 这会增加导通状态损耗。

13、。 此外， 主开关会经受过电压应力 或过电流应力。一般而言， 应力随着变换器的额定功率增加。与硬开关变换器相比， 会需要 具有更高定额的半导体开关。更高的定额进而会增加开关的成本。 说 明 书 CN 104104224 A 4 2/7 页 5 0011 另一种方式是使用辅助电路、 缓冲器来辅助主开关进行零电压切换或零电流切 换。 缓冲器可以被定义为下述电路 ： 其能够修改半导体开关的接通和/或关断切换轨迹， 以 及能够通过处理小量无效功率来减少或者甚至消除开关损耗。图 3 示出了电力变换器中的 缓冲器的示例性框图。 0012 可以通过缓冲器的谐振动作来降低切换事件中的 di/dt 变化率和 d。

14、v/dt 变化率。 还可以减小由切换动作和寄生电容器以及电感器引起的振荡。结果， 能够减少 EMI 问题。 0013 在各种科学论文和专利出版物中已经公布了不同的缓冲器电路。这些提议 彼此不同， 主要在于实现零电压切换或零电流切换的方法和缓冲器的重置电路。美 国专利 US6987675B2、 美国专利申请 US6028418A、 美国专利申请 US5313382A、 美国专 利 US6236191B1、 美国专利申请 US5959438A、 美国专利申请 US5418704A、 美国专利申请 US20020047693A1 以及韩国专利申请 KR20040054088A 公开了用于实现缓冲器电。

15、路的一些 方式。 发明内容 0014 本发明的目的是提供一种设备以缓解上述缺点。 本发明的目的是通过以在独立权 利要求中记载的内容为特征的设备来实现的。 在从属权利要求中公开了本发明的优选实施 方式。 0015 本公开内容公开了一种能够用于减少电力变换器中的一个或多个主开关的开关 损耗的有源缓冲器拓扑。有源缓冲器包括辅助开关装置， 并且有源缓冲器修改主开关装置 的切换动作的切换轨迹。 所公开的有源缓冲器能够辅助主开关装置在零电压进行接通动作 和关断动作。因此， 能够使开关损耗最小。 0016 缓冲器可以与电力变换器的主开关装置并联连接。因此， 不需要产生高导通状态 损耗的缓冲器电感器到主开关或。

16、二极管的串联连接。 所公开的缓冲器拓扑具有很短的工作 时间， 例如小于2s， 这使缓冲器电路中的导通状态损耗最小。 缓冲器对主开关的RMS电流 具有很小的影响， 这使主开关的导通状态损耗的增加最小。 0017 由于降低了主开关的开关损耗， 所以能够在不使半导体过热的情况下增大变换器 的开关频率。由于较高的开关频率， 所以能够在不降低变换器效率的情况下减小磁部件的 物理尺寸、 重量以及成本。此外， 较高的开关频率还允许使用低成本磁材料， 例如铁氧体。 0018 可以将所公开的缓冲器实现应用于不同功率级拓扑。例如， 所公开的缓冲器拓扑 电路能够减少单相或多相、 两电平或三电平非隔离 DC-DC 变。

17、换器的开关损耗。 附图说明 0019 下面将借助于参照附图的优选实施方式来更详细地描述本发明， 在附图中 ： 0020 图 1a 和图 1b 示出了具有 400V 输出的常规 750W 升压变换器的示例性切换波形和 切换轨迹 ； 0021 图2a、 图2b和图2c分别示出了常规开关单元、 半波零电流谐振开关单元以及全波 零电流谐振开关单元 ； 0022 图 3 示出了电力变换器中的缓冲器的示例性框图 ； 0023 图 4a 和图 4b 示出了所公开的有源缓冲器拓扑的实现的两个示例性变型 ； 说 明 书 CN 104104224 A 5 3/7 页 6 0024 图 5 示出了包括根据所公开的缓。

18、冲器拓扑的示例性缓冲器电路的升压变换器的 示例性实现 ； 0025 图 6a 至图 6i 示出了图 5 的升压变换器的工作模式 ； 0026 图 7a 至图 7m 示出了各种电力变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的示例 ； 0027 图 8 示出了变换器的主开关的接通事件的模拟切换波形 ； 0028 图 9 示出了在关断时变换器的主开关的模拟波形 ； 以及 0029 图 10、 图 11 和图 12 示出了在包括所公开的缓冲器拓扑的实现的示例性变换器中 的实验性接通波形和关断波形。 具体实施方式 0030 图4a和图4b示出了能够辅助变换器中的主开关在零电压接通和关断的所公开的 有源缓冲器拓扑。

19、的实现的两个示例性变型 41 和 42。在图 4a 和图 4b 中， 两个缓冲器实现 41和42的拓扑相同， 但是极性不同。 变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现取决于关于变 换器的主开关装置的、 变换器的电压源和电流源的极性。 0031 在图 4a 和图 4b 二者中， 有源缓冲器电路包括 ： 一个或更多个第一对接点 （interfacing point） A1至 Ax， 其中 X 是变换器中的相编号 ； 第二对接点 B ； 第三对接点 C ； 第一连接点 D ； 以及第二连接点 E。 0032 对接点 A1至 Ax分别通过并联的第一二极管 Ds1,1至 Ds1,x连接到公共点。第一电感 器 。

20、Ls1连接在公共点与第一连接点 D 之间， 从而在第一对接点 A1至 Ax与第一连接点 D 之间 形成路径， 即第一二极管和第一电感器 Ls1的串联连接。第二二极管 Ds2连接在第二连接点 E 与第二对接点 B 之间。第三二极管 Ds3和第二电感器 Ls2的串联连接被连接在第三对接点 C 与第二连接点 E 之间。第一电容器 Cs连接在第一连接点 D 与第二连接点 E 之间。 0033 辅助开关装置 Sa连接在第一连接点 D 与第三对接点 C 之间。辅助开关装置例如 可以为 MOSFET。在图 4a 和图 4b 中， 辅助开关装置 Sa与反并联 （antiparallel） 的第四二 极管 Ds。

21、4（即续流二极管） 以及漏源电容器 Cds,Sa耦合。在 MOSFET 开关装置的情况下， 开关 装置的体二极管可以用作续流二极管。可以控制辅助开关装置 Sa以在零电流接通以及在 零电压关断。 0034 在图 4a 和图 4b 中， 每个第一二极管 Ds1,n(n 1.x) 连同第二二极管 Ds2以及 第三二极管 Ds3以下述方式形成对应的第一对接点 An与第二对接点 B 之间的通过第三对接 点C的路径 ： 该方式使得第一二极管Ds1,n、 第二二极管Ds2以及第三二极管Ds3沿着该路径在 第一方向上正向偏置。开关装置 Sa被配置成控制第一方向上的电流流动。 0035 在图 4a 中示出的第一。

22、变型 41 中， 第一方向为从第一对接点 A1至 Ax通过第三对接 点 C 到第二对接点 B。换言之， 第一二极管 Ds1,1至 Ds1,x、 第二二极管 Ds2以及第三二极管 Ds3 在从第一对接点 A1至 Ax通过第三对接点 C 到第二对接点 B 的方向上正向偏置， 并且开关装 置 Sa被配置成控制该方向上的电流流动。 0036 在图 4b 中示出的第二变型 42 中， 第一方向为从第二对接点 B 通过第三对接点 C 到第二对接点 A1至 Ax。第一二极管 Ds1,1至 Ds1,x、 第二二极管 Ds2以及第三二极管 Ds3在从第 二对接点B通过第三对接点C到第一对接点A1至Ax的方向上正。

23、向偏置， 并且开关装置Sa被 配置成控制该方向上的电流流动。 说 明 书 CN 104104224 A 6 4/7 页 7 0037 所公开的缓冲器拓扑能够在包括多相变换器结构和三电平变换器结构的不同变 换器拓扑中工作。 适于包括所公开的有源缓冲器拓扑的电力变换器可以包括连接在第一结 点 A1 与第二节点 B 之间的主二极管装置以及连接在第一结点 A1 点与第三节点 C 之间 的主开关装置。电力变换器还可以包括连接到第一节点 A1 的电流源。例如， 在主开关装 置的切换时间段的时间尺度上， 主电感器可以用作电流源。电力变换器还可以包括其端子 连接到第二节点 B 的电压源。例如， 在主开关装置的。

24、切换时间段的时间尺度上， 主电容器 可以用作电压源。 0038 当电力变换器具有多于一个相时， 电力变换器可以包括连接在多个第一节点 A1 至 Ax 与第二节点 B 之间的主二极管 ； 连接在第一节点 A1 至 Ax 与第三节点 C 之间的主 开关装置 ； 以及连接到第一节点 A1 至 Ax 的电流源。 0039 为了利用所公开的缓冲器拓扑， 所公开的缓冲器实现的每个第一对接点 An(n 1.x) 可以连接到第一节点 A1 至 Ax 中的一个节点， 即连接到变换器的相的主 开关、 主二极管与电流源之间的公共节点。 第一对接点的数量取决于变换器中的相的数量。 第二对接点 B 可以连接到第二节点 。

25、B ， 即主二极管与电压源的公共节点。第三对接点 C 可 以连接到第三节点 C ， 即主开关与电压源的公共节点。 0040 图 5 示出了其中可以使用所公开的缓冲器拓扑的升压变换器的示例。主二极管 D 连接在第一节点 A 与第二节点 B 之间。主开关装置 S 连接在第一节点 A 点与第三节点 C 之间。在图 5 中， 主开关装置 S 为 MOSFET。主开关装置 S 包括用作续流二极管的体二极 管。 0041 升压变换器由输入电压供给 Vin供电。电压供给 Vin的正极连接到电感器 L 的一 端。电感器 L 用作电流源。电感器 L 的另一端子连接到第一节点 A 。在图 5 中， 电流源的 负极。

26、形成第三节点 C 。 0042 变换器还包括具有连接到第二节点 B 的一个端子的主电容器 C 的形式的电压源。 在图 5 中， 输入电压供给 Vin的负极连接到电容器 C 的另一极。 0043 还如图 5 所示， 电力变换器还包括根据所公开的缓冲器拓扑的缓冲器电路。由于 图5中的电力变换器具有一个输出相， 缓冲器电路具有连接到第一节点A1 的一个第一对接 点 A1。因此， 第一对接点 A1连接到主开关、 主二极管以及电流源的公共节点。第二对接点 B 连接到第二节点 B ， 即主二极管与电压源的公共节点。第三对接点 C 连接到第三节点 C ， 即主开关与电压源的公共节点。 0044 当变换器的主。

27、电路被配置成使得电流从第一节点 A1 流向第二节点 B 时， 可以使 用第一变型 41， 还如图 4a 所示。图 5 示出了这种配置。 0045 然而， 如果主电路被配置成使得电流从第二节点 B 流向第一节点 A1 ， 则例如可以 使用第二变型 42， 如图 4b 所示。 0046 可以将图 5 中的升压变换器的操作划分成九个连续的工作模式。图 6a 至图 6i 示 出了图 5 的升压变换器中的这些模式。 0047 图 6a 示出了模式 1。在模式 1 （t0 tt1） 下， 主开关装置 S 关断并且二极管 D 接 通。变换器在关断状态下工作， 直到在 t=t1时辅助开关 Sa接通。 0048。

28、 图 6b 示出了模式 2。在模式 2（t1 tt2） 下， 由于 Ls1和 Ls2的存在而导致在零 电流 （在 t=t1） 辅助开关装置 S a接通。主二极管 D 的电流 iD开始下降并且相应地辅助开 说 明 书 CN 104104224 A 7 5/7 页 8 关 Sa的电流 iSa开始增加， 直到 iD等于零并且 iSa等于输入电流 Iin。电流 iD的变化率 diD/ dt 受到 Ls1的限制， 并且因此减少了 D 的反向恢复电流和反向恢复损失。当辅助开关 Sa闭 合时， 第一谐振路径 Ls2Ds3CsSa被激励。当第二电感器 Ls2的电流 iLs2等于零时， 该谐 振结束。 0049。

29、 图 6c 示出了模式 3（t2 tt3） ， 当缓冲器第一电感器 Ls1的电流 iLs1等于输入电 流 Iin时， 模式 3 开始。第一谐振路径 Ls2Ds3CsSa中的谐振过程仍在谐振， 并且生成第 二谐振路径 Cds,SDs1Ls1Sa。在该模式下， 主开关 S 的漏源电容器 Cds,S开始放电。 0050 图 6d 示出了模式 4（t3 tt4） ， 当在主开关 S 的体二极管使电压钳位时漏源电 容器 Cds,S完全放电并且漏源电容器两端的电压 vCds,S等于零时， 模式 4 开始。在该模式下， 第一谐振路径Ls2Ds3CsSa仍在谐振。 在栅极信号被施加到主开关S并且主开关S在零 。

30、电压接通时， 模式 4 结束。 0051 图6e示出了模式5。 除了在已经施加栅极信号的情况下第二谐振路径Cds,SDs1 Ls1Sa中的电流流经主开关S而不是流经主开关S的体二极管之外， 模式5 （t4tt5） 的操作 类似于模式4。 为了确保辅助开关Sa稍后在零电压关断， 通过第一谐振路径Ls2Ds3CsSa 将第一电容器 Cs两端的电压 vCs充电至 -Vout。当第一谐振路径 Ls2Ds3CsSa中的谐振完 成时， 模式 5 结束。 0052 图 6f 示出了模式 6。在模式 6（t4 tt5） 下， 在来自 Cds,S的存储在 Ls中的能量 循环经过主开关S时， 输入电流Iin循环经。

31、过辅助开关Sa。 在第二谐振路径 （现在为SDs1 Ls1Sa） 中循环的电流产生额外的导通状态损耗。 因此， 可能期望使模式6的持续时间最小。 0053 图 6g 示出了模式 7 （t5 tt6） ， 当辅助开关 Sa被关断时， 模式 7 开始。由于在模 式 5 下 vCs被充至 -Vout， 所以现在辅助开关 Sa可以在零电压关断。辅助开关 Sa的漏源电容 器 Cds_Sa通过电流 iLs1进行充电， 直到辅助开关漏源电容器电压 vCds,Sa与反向第一电容器电 压 -vCs之和等于输出电压 Vout。然后， iLs1开始对辅助开关漏源电容器 Cds_Sa进行充电并且 对第一缓冲器电容器 。

32、Cs进行放电， 直到 iLs等于零。 0054 图 6h 示出了模式 8。当第一电感器 Ls1完全放电时， 模式 8（t6 tt7） 开始。变 换器在正常接通状态操作下工作。当达到期望的脉冲宽度即 t=DTs时， 模式 8 结束， 其中 D 为期望的脉冲比并且 Ts为周期长度。 0055 图 6i 示出了模式 9（t7 tt8） ， 当主开关 S 关断时， 模式 9 开始。主开关 S 因主 开关漏源电容器 Cds,S的存在而在零电压关断。当 VCds,S等于输出电压 Vout时， 模式 9 结束。 0056 例如， 可以以下面的方式对所公开的缓冲器拓扑的部件进行定额 （rate） 。Ls1的电。

33、 感取决于主二极管的反向恢复特性。下面的等式给出了用于确定 Ls1的近似值的指导 ： 0057 0058 其中 Irr为峰值反向恢复电流， 并且 Srr为主二极管的恢复系数 （snappiness factor） 。Qrr为二极管的反向恢复电荷。如果主二极管的数据表中没有给出这些参数， 则 可以通过实验调整 Ls1的电感。 0059 主开关S的漏源电容Cds,S可以被设计成吸收由变换器中的开关回路的PCB上的寄 生电感引入的电压应力。然而， 同时， 在接通时辅助开关装置 Sa上的电流应力与主开关装 置 S 的漏源电容 Cds,S的大小成比例。 说 明 书 CN 104104224 A 8 6/。

34、7 页 9 0060 辅助开关 Sa的接通开关损耗与辅助开关装置 Sa的漏源电容 Cds,Sa成比例， 因为当 Sa接通时存储在漏源电容 Cds,Sa中的能量被内部放电。 0061 因此， 可能期望使主开关装置和辅助开关装置的漏源电容最小， 以使辅助开关装 置 Sa的电流应力和接通开关损耗最小。 0062 在操作期间 （在模式 5 结束时） ， 存储在 Ls1中的能量被传递给 Cds,Sa和 Cs。因此， 第 一电容器 Cs的电容可以被如下限定 ： 0063 0064 其中为辅助开关装置 Sa的漏源电容器 Cds,Sa两端的电压。可以是基于 开关装置的额定电压来确定大小的。 0065 Ls2通。

35、过抑制来自 Cs的电流应力提供用于辅助开关装置 Sa的零电流接通切换条 件。Ls2的值可以被如下确定 ： 0066 0067 其中， Vout为输出电压并且为第一电感器 Ls1的电流。 0068 所公开的缓冲器拓扑的实现不仅限于如图 5 中那样的升压变换器中的实现。所公 开的缓冲器能够在包括多相变换器结构和三电平变换器结构的各种变换器拓扑中工作。 图 7a 至图 7k 示出了各种电力变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的一些示例。取决于拓 扑， 图 4a 中示出的第一变型 41、 图 4c 中示出的第二变型 42 或者这二者被用于电力变换器 中。 0069 图 7a 示出了在降压变换器中实现的所。

36、公开的缓冲器拓扑的变型 ； 图 7b 示出了在 升压变换器中实现的变型 ； 并且图 7c 示出了在降压 - 升压变换器中实现的变型。 0070 图 7d 示出了在 SEPIC 变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。在图 7d 中， 第一对接点 A1没有物理上连接到主开关、 电流源与主二极管之间的公共节点， 因为主二极 管 D 没有物理上与开关 S 和用作电流源的电感器 L2共享公共节点。然而， 由二极管 D 以及 电容器 C2和负载 R 的并联连接形成的路径可以用其中二极管 D 的位置以及电容器 C2和负 载 R 的并联连接的位置互换的等同路径来替换。图 7e 示出了这种替换的示例。因此， 。

37、可以 认为二极管与开关 S 和电感器 L2有效地共享公共节点。因此， 图 7d 中的第一对接点 A1有 效地连接到主开关 S、 主二极管 D 与电流源 L2的公共节点。 0071 图7f示出了在变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。 在图7f中， 用 作电流源的电感器 L2没有在物理上与主开关 S 和主二极管 D 共享公共节点。类似地， 在图 7d 中， 由电感器 L2以及电容器 C2和负载 R 的并联连接形成的路径可以用其中电感器 L2的 位置以及电容器 C2和负载 R 的并联连接的位置互换的等同路径来替换。因此， 可以认为电 感器 L2与开关 S 和二极管 D 有效地共享公共节点。因此，。

38、 图 7f 中的第一对接点 A1有效地 连接到主开关 S、 主二极管 D 与电流源 L2的公共节点。 0072 图 7g 示出了在两相降压变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。图 7h 示出 说 明 书 CN 104104224 A 9 7/7 页 10 了在两相升压变换器中实现的变型。图 7i 示出了在两相降压 - 升压变换器中的变型。图 7j 示出了在三电平降压变换器中实现的变型。 0073 图 7k 示出了三电平升压变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的变型。在图 7j 中， 第三对接点 C 没有在物理上连接到电压源。然而， 电压源 Vin以及电容器 Cin1和 Cin2的 并联连接可以。

39、用如下等同电路来替换 ： 该等同电路包括其互连点接地的两个串联连接的电 压源。这些电压源连同电感器 L1和 L2形成两个串联连接的电路， 在这两个串联连接的电路 中， 元件的位置可以自由互换。图 7l 示出了这种等同电路， 其中两个等同电压源 Vin1和 Vin2 中的一个电压源与主开关 S2共享公共节点。因此， 也可以认为图 7k 中的第三点 C 有效地 连接到主开关与电压源之间的公共节点。 0074 图 7m 示出了在三电平降压 - 升压变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。 0075 通过计算机模拟 PSIM 对所公开的缓冲器拓扑的操作进行测试。如图 5 所示的包 括所公开的缓冲器变型。

40、的升压变换器被用于模拟。图 8 和图 9 中示出了结果。 0076 图 8 示出了主开关 S 的接通事件的模拟切换波形。在图 8 中， 在主开关 S 的栅极 信号 vgs,S前施加辅助开关 Sa的栅极信号 vgs,Sa以产生用于主开关 S 的零电压接通条件。辅 助开关 Sa分别在零电流和零电压接通和关断。vCds,S和 iS为主开关 S 的模拟电压波形和模 拟电流波形 ； vCds,Sa和iSa为辅助开关Sa的模拟电压波形和模拟电流波形 ； 并且iLs1和iLs1为 第一电感器 Ls1和第二电感器 Ls2的电流。如图 8 所示， 实际上电压与电流之间没有交叠， 并 且几乎完全消除了开关损耗。 。

41、0077 图 9 示出了在关断主开关 S 时相同信号的模拟波形。在图 9 中， 主开关 S 在零电 压关断， 并且因此， 使开关损耗最小。 0078 图 10 示出了包括所公开的缓冲器拓扑的实现的示例性交错 （两相） 升压 DC/DC 变 换器中的主开关之一的实验性接通和关断波形。在图 10 中， 示出了主开关之一的栅极信号 vgs,S、 电流 iS以及电压 vCds,S。 0079 栅极信号 vgs,S首先关断， 然后接通。该主开关 S 的电流 iS 示出了由于升压变换器 的交错操作而产生的在点 101 处的槽口。在点 102 处， 电流 iS示出了当电流流经主开关 S 的体二极管时的负值。。

42、如在点 103 处可以看出， 主开关在零电压接通。当主开关在 103 处 接通时， 电流开始流经 S 的沟道。在点 100 处的振荡主要归因于变换器的 PCB 线路中的杂 散电感。 0080 图 11 示出了图 10 的放大部分。如图 11 所示， 在点 104， 主开关 S 在近乎零电压关 断。因此， 使开关损耗最小。 0081 图 12 示出了图 10 和图 11 中使用的缓冲器电路的辅助开关 Sa的实验性接通和关 断波形。在图 12 中， 示出了栅极信号 vgs,S、 辅助开关 Sa的电流 iSa以及辅助开关 Sa的电压 vCds,Sa。在点 105 处， 辅助开关 Sa几乎在零电流接通。

43、， 并且因此使接通损耗最小。图 12 在点 106处示出了在零电压似乎没有发生辅助开关Sa的关断。 然而， 这主要归因于如下事实 ： 实 验设置下的电流测量不能够在通过辅助开关 Sa的沟道的电流与通过电容器 Cds,Sa的电流之 间进行区分。 由于仅测量它们的总电流， 而不是仅测量通过沟道的电流， 所以关断似乎发生 在非零电流处。在点 107 处可见的振荡是由电流测量的布线引起的。 0082 对本领域的技术人员来说， 可以以各种方式实现本发明构思是显而易见的。本发 明及其实施方式不限于上述示例， 而是可以在权利要求的范围内改变。 说 明 书 CN 104104224 A 10 1/15 页 1。

44、1 图 1a图 1b 图 2a图 2b 图 2c 图 3 图 4a 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 11 2/15 页 12 图 4b 图 5 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 12 3/15 页 13 图 6a 图 6b 图 6c 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 13 4/15 页 14 图 6d 图 6e 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 14 5/15 页 15 图 6f 图 6g 图 6h 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 15 6/15 页 16 图 6i 图 7a 说 明 书 附 图 CN 1041。

45、04224 A 16 7/15 页 17 图 7b 图 7c 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 17 8/15 页 18 图 7d 图 7e 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 18 9/15 页 19 图 7f 图 7g 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 19 10/15 页 20 图 7h 图 7i 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 20 11/15 页 21 图 7j 图 7k 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 21 12/15 页 22 图 7l 图 7m 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 22 13/15 页 23 图 8 图 9 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 23 14/15 页 24 图 10 图 11 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 24 15/15 页 25 图 12 说 明 书 附 图 CN 104104224 A 25 。