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1、(10)申请公布号 CN 103997221 A (43)申请公布日 2014.08.20 CN 103997221 A (21)申请号 201410162398.9 (22)申请日 2014.04.22 H02M 3/335(2006.01) (71)申请人 深圳三星通信技术研究有限公司 地址 518000 广东省深圳市南山区高新中四 道31号研祥科技大厦12层B1-B4单元 申请人 三星电子株式会社 (72)发明人 唐志 (74)专利代理机构 深圳汇智容达专利商标事务 所 ( 普通合伙 ) 44238 代理人 潘中毅 熊贤卿 (54) 发明名称 一种多路输出直流 - 直流变换器以及相应的 。
2、无线射频单元 (57) 摘要 本发明实施例提供一种多路输出直流 - 直流 变换器， 包括 ： 原边变换电路、 变压器和至少两个 副边变换电路 ； 其中， 所述原边变换电路与所述 至少两个副边变换电路通过变压器进行耦合， 且 所述至少两个副边变换电路相互之间通过变压器 进行耦合 ； 所述原边变换电路至少包括第一开关 管和第二开关管 ； 通过调节所述第一开关管与所 述第二开关管的占空比， 可调整两个副边变换电 路的输出电压， 相应地， 本发明实施例还提供了一 种相应的无线射频单元。 实施本发明实施例， 可以 改善变换器的性能， 并可以减少其成本和体积， 以 及提高无线射频单元的可靠性和寿命。 (5。
3、1)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 3 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书7页 附图3页 (10)申请公布号 CN 103997221 A CN 103997221 A 1/2 页 2 1. 一种多路输出直流 - 直流变换器， 用于为无线射频单元供电， 其特征在于， 包括 ： 原边变换电路， 连接有直流输入电源 ； 至少两个副边变换电路， 其中第一副边变换电路用于进行整流变换， 并将变换后获得 的第一直流电源输出至与其连接的功放电路， 第二副边变换电路用于进行整流变换， 并将 变换后获得的第二直流电源输出至与其连接的。
4、数字电路 ； 变压器， 具有一个原边绕组以及至少两个副边绕组， 所述原边绕组与所述原边变换电 路相连接， 所述第一副边变换电路和第二副边变换电路分别连接一个副边绕组 ； 其中， 所述原边变换电路与所述至少两个副边变换电路通过变压器进行耦合， 且所述 至少两个副边变换电路相互之间通过变压器进行耦合 ； 所述原边变换电路至少包括有第一开关管和第二开关管， 通过调节所述第一开关管与 所述第二开关管的占空比， 可调整所述第一直流电源以及第二直流电源的电压。 2. 如权利要求 1 所述的多路输出直流 - 直流变换器， 其特征在于， 所述原边变换电路 包括由滤波电容、 第一开关管、 第二开关管、 第一电感。
5、和第一电容组成的降压型稳压变换电 路， 以及由第三开关管、 第四开关管以及所述变压器原边绕组组成的 DC/AC 变换电路 ； 其中， 所述滤波电容与直流输入电源并接， 其正极连接第一开关管的漏极， 所述第一开 关管的源极与第一电感的一端、 第二开关管的漏极相连， 所述第一电感的另一端与第一电 容的正极、 变压器原边绕组的中间抽头相连， 所述第二开关管的源极、 第一电容的负极、 第 三开关管的源极、 第四开关管的源极与所述滤波电容的负极相连， 所述第三开关管的漏极、 第四开关管的漏极分别连接所述变压器原边绕组的一端。 3.如权利要求2所述的多路输出直流-直流变换器， 其特征在于， 所述第一副边变。
6、换电 路包括第五开关管、 第六开关管以及第二电容 ； 其中， 所述第二电容的正极连接所述变压器第一副边绕组的中间抽头， 所述第五开关 管的源极、 第六开关管的源极连接所述第二电容的负极， 所述第五开关管的漏极、 第六开关 管的漏极分别连接所述变压器第一副边绕组的一端， 所述第二电容两端连接功放电路。 4.如权利要求3所述的多路输出直流-直流变换器， 其特征在于， 所述第二副边变换电 路包括第七开关管、 第八开关管以及第三电容 ； 其中， 所述第三电容的正极连接所述变压器第二副边绕组的中间抽头， 所述第七开关 管的源极、 第八开关管的源极连接所述第三电容的负极， 所述第七开关管的漏极、 第八开关。
7、 管的漏极分别连接所述变压器第二副边绕组的一端， 所述第三电容两端连接数字电路。 5. 如权利要求 4 所述的多路输出直流 - 直流变换器， 其特征在于， 所述第一开关管与所述第二开关管具有互补的占空比， 所述第三开关管与所述第四开 关管的占空比均为 50%， 所述第三开关管与所述第五开关管、 所述第七开关管同步开关， 所 述第四开关管与所述第六开关管、 所述第八开关管同步开关。 6.如权利要求2所述的多路输入直流-直流变换器， 其特征在于， 所述第一副边变换电 路包括有由第九开关管、 第十开关管、 第十一开关管、 第十二开关管组成的全桥整流电路 ； 其中， 所述变压器第一副边绕组的第一端连接。
8、所述第九开关管的源极、 第十一开关管 的漏极， 所述变压器第一副边绕组的第二端连接所述第十一开关管的源极、 第十二开关管 的漏极， 所述第九开关管的漏极、 第十开关管的漏极与第四电容的正极相连， 所述第二一开 关管的源极、 第十二开关管的源极与所述第四电容的负极相连。 权 利 要 求 书 CN 103997221 A 2 2/2 页 3 7.如权利要求5或6所述的多路直流-直流变换器， 其特征在于， 进一步包括有隔离反 馈控制电路， 其一端连接所述第二电容的正极或第四电容的正极， 用于向所述第一开关管 的栅极输送相应的脉宽调制信号。 8.如权利要求7所述的多路直流-直流变换器， 其特征在于， 。
9、所述隔离反馈控制电路进 一步包括 ： 采样电压比较放大电路， 用于将从所述第二电容的正极或第四电容的正极采样的电压 进行分压后与一个基准电压进行比较， 并进行放大 ； 脉宽调制电路， 用于将来自所述采样电压比较放大电路的放大信号和一个预定锯齿波 信号进行比较， 并生成脉宽调制信号 ； 隔离电路， 至少包括有光耦， 用于将所述脉宽调制电路产生的脉宽调制信号传送给所 述第一开关管的栅极。 9.如权利要求8所述的多路直流-直流变换器， 其特征在于， 所述第三电容为大容量低 压电容， 所述第二电容与所述第四电容为高压铝电解电容。 10.一种无线射频单元， 其包括如权利要求1-9任一项所述的多路输出直流。
10、-直流变换 器， 所述多路输出直流 - 直流变换的一路输出连接功放电路， 另一路输出连接数字电路。 权 利 要 求 书 CN 103997221 A 3 1/7 页 4 一种多路输出直流 - 直流变换器以及相应的无线射频单元 技术领域 0001 本发明涉及无线基站的电源技术领域， 尤其涉及一种多路输出直流 - 直流变换器 以及采用相应变换器的无线射频单元。 背景技术 0002 无线基站的无线射频单元 （Radio Remote Unit, RRU） 的应用环境基本是在室外， 工作环境比较恶劣， 且温度变化范围可能非常宽 （例如， 可以达到 -40到 55的范围） 。而 在 RRU 内部， 温度。
11、有时甚至可高达 100。故， RRU 内部的电源在高温环境下会存在诸如使 用寿命和可靠性等问题。因而， 在 RRU 内部需要采用电路结构简单、 高温性能好的电源技术 方案。 0003 如图 1 所示， 是现有的一种应用于无线基站的直流变换器的方框示意图。在这种 技术方案中， 通过两个隔离变换器将输入的 48V 的直流电分别变换成 30V 和 5.5V 的直流 电， 分别供给功放电路和数字电路。但是种方案由于采用了两个隔离变换器， 在 B 和 C 端口 都需要有大容量滤波电容。尤其是连接功放电路的端口 B 处所使用的滤波电容需要比较高 的电压 （50V以上） 和比较大的容量 （数千微法） ， 一。
12、般需要选用铝电解电容 ； 而铝电解电容体 积大并且在高温下使用寿命受限 ； 另外， 由于能量无法在端口 B 和 C 之间流动， 每个端口都 要按最大负载、 动态和保持时间的要求来设计， 故造成电路成本高， 且体积大。 0004 如图 2 所示， 是现有的另外一种应用于无线基站的直流变换器的方框示意图。在 这种技术方案中， 其采用了一个非隔离的降压 （BUCK） 变换器取代技术 1 中的一个隔离变换 器， 故使电路的整体成本和体积相对有所减少， 但是其仍然需要两个独立的变换器。同时， 由于实现了端口 B 到端口 C 的能量单向流动， 可以使端口 C 的滤波电容得以减少， 并且使端 口 C 的动态。
13、性能得以提高， 因为端口 C 的能量从端口 B 获得， 而端口 B 是经过稳压的稳定电 压。但由于能量无法从端口 C 流向端口 B， 故端口 B 仍然需要大容量铝电解电容， 且端口 B 的动态性能也无法改善， 因为端口 B 的能量从端口 A 获得， 而端口 A 处获得的电压是未经过 稳压的不稳定电压。 发明内容 0005 本发明实施例所要解决的技术问题在于， 提供一种多路输出直流 - 直流变换器以 及相应的无线射频单元， 可以在多路输出之间实现能量的双向流动， 且减少或去除大容量 电解电容的使用， 使变换器可以应用于高温的环境中， 提高了使用寿命以及可靠性。 0006 为了解决上述技术问题， 。
14、本发明实施例提供一种多路输出直流 - 直流变换器， 用 于为无线射频单元供电， 包括 ： 原边变换电路， 连接有直流输入电源 ； 至少两个副边变换电路， 其中第一副边变换电路用于进行整流变换， 并将变换后获得 的第一直流电源输出至与其连接的功放电路， 第二副边变换电路用于进行整流变换， 并将 变换后获得的第二直流电源输出至与其连接的数字电路 ； 说 明 书 CN 103997221 A 4 2/7 页 5 变压器， 具有一个原边绕组以及至少两个副边绕组， 所述原边绕组与所述原边变换电 路相连接， 所述第一副边变换电路和第二副边变换电路分别连接一个副边绕组 ； 其中， 所述原边变换电路与所述至少。
15、两个副边变换电路通过变压器进行耦合， 且所述 至少两个副边变换电路相互之间通过变压器进行耦合 ； 所述原边变换电路至少包括有第一开关管和第二开关管， 通过调节所述第一开关管与 所述第二开关管的占空比， 可调整所述第一直流电源以及第二直流电源的电压。 0007 优选地， 所述原边变换电路包括由滤波电容、 第一开关管、 第二开关管、 第一电感 和第一电容组成的降压型稳压变换电路， 以及由第三开关管、 第四开关管以及所述变压器 原边绕组组成的 DC/AC 变换电路 ； 其中， 所述滤波电容与直流输入电源并接， 其正极连接第一开关管的漏极， 所述第一开 关管的源极与第一电感的一端、 第二开关管的漏极相。
16、连， 所述第一电感的另一端与第一电 容的正极、 变压器原边绕组的中间抽头相连， 所述第二开关管的源极、 第一电容的负极、 第 三开关管的源极、 第四开关管的源极与所述滤波电容的负极相连， 所述第三开关管的漏极、 第四开关管的漏极分别连接所述变压器原边绕组的一端。 0008 优选地， 所述第一副边变换电路包括第五开关管、 第六开关管以及第二电容 ； 其中， 所述第二电容的正极连接所述变压器第一副边绕组的中间抽头， 所述第五开关 管的源极、 第六开关管的源极连接所述第二电容的负极， 所述第五开关管的漏极、 第六开关 管的漏极分别连接所述变压器第一副边绕组的一端， 所述第二电容两端连接功放电路。 0。
17、009 优选地， 所述第二副边变换电路包第七开关管、 第八开关管以及第三电容 ； 其中， 所述第三电容的正极连接所述变压器第二副边绕组的中间抽头， 所述第七开关 管的源极、 第八开关管的源极连接所述第三电容的负极， 所述第七开关管的漏极、 第八开关 管的漏极分别连接所述变压器第二副边绕组的一端， 所述第三电容两端连接数字电路。 0010 优选地， 所述第一开关管与所述第二开关管具有互补的占空比， 所述第三开关管 与所述第四开关管的占空比均为 50%， 所述第三开关管与所述第五开关管、 所述第七开关管 同步开关， 所述第四开关管与所述第六开关管、 所述第八开关管同步开关。 0011 优选地， 所。
18、述第一副边变换电路包括有由第九开关管、 第十开关管、 第十一开关 管、 第十二开关管组成的全桥整流电路 ； 其中， 所述变压器第一副边绕组的第一端连接所述第九开关管的源极、 第十一开关管 的漏极， 所述变压器第一副边绕组的第二端连接所述第十开关管的源极、 第十二开关管的 漏极， 所述第九开关管的漏极、 第十开关管的漏极与第四电容的正极相连， 所述第十一开关 管的源极、 第十二开关管的源极与所述第四电容的负极相连。 0012 优选地， 进一步包括有隔离反馈控制电路， 其一端连接所述第二电容的正极或第 四电容的正极， 用于向所述第一开关管的栅极输送相应的脉宽调制信号。 0013 优选地， 所述隔离。
19、反馈控制电路进一步包括 ： 采样电压比较放大电路， 用于将从所述第二电容的正极或第四电容的正极采样的电压 进行分压后与一个基准电压进行比较， 并进行放大 ； 脉宽调制电路， 用于将来自所述采样电压比较放大电路的放大信号和一预定锯齿波信 号进行比较， 并生成脉宽调制信号 ； 隔离电路， 至少包括有光耦， 用于将所述脉宽调制电路产生的脉宽调制信号传送给所 说 明 书 CN 103997221 A 5 3/7 页 6 述第一开关管的栅极。 0014 优选地， 所述第三电容为大容量低压电容， 所述第二电容与所述第四电容为高压 铝电解电容。 0015 相应地， 本发明实施例还提供一种无线射频单元， 其采。
20、用前述的多路输出直 流-直流变换器， 所述多路输出直流-直流变换的一路输出连接功放电路， 另一路输出连接 数字电路。 0016 实施本发明实施例， 具有如下有益效果 ： 本发明提供的实施例中， 只使用一个独立的隔离变换器以及调整原边变换电路中的第 一开关管的占空比， 可以实现第一副边变换电路的输出端口的稳压和调压 ； 同时， 可以实现第一副边变换电路以及第二变换电路之间的能量双向流动， 使第二变 换电路输出端口的电压与第一副边变换电路输出端口的电压保持固定的比例稳压， 并且在 调节第一副边变换电路的输出端口的电压时， 使第二副边变换电路的输出端口的电压随之 变化， 进一步可以改善第一副边变换电。
21、路的动态响应性能， 以及延长第二副边变换电路的 电压保持时间 ； 而且， 通过第一副边变换电路以及第二变换电路之间的能量双向流动， 还可以实现减 小或去除第一副边变换电路的大容量电解电容， 只采用小容量的陶瓷电容， 从而可以减少 成本和体积， 以及提高系统可靠性和寿命。 附图说明 0017 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对实施例或现 有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是本 发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造性劳动的前提下， 根据这 些附图获得其他的附图仍属于本发明的范畴。 0018 图 1 是。
22、现有的一种应用于无线基站上的直流变换器的方框示意图 ； 图 2 是现有的另外一种应用于无线基站上的直流变换器的方框示意图 ； 图 3 是本发明提供的多路输出直流 - 直流变换器的一个实施例的方框图 ； 图 4 是对应于图 3 中的多路输出直流 - 直流变换器的一个实施例的电路原理图 ； 图5是本发明提供的多路输出直流-直流变换器的另一个实施例中的第一副边变换电 路的原理图 ； 图 6 是对应于图 3 中的多路输出直流 - 直流变换器的再一个实施例的电路原理图 ； 图 7 是图 6 中的隔离反馈控制电路的一个实施例的电路原理图。 具体实施方式 0019 以下各实施例的说明是参考附图， 用以示例本。
23、发明可以用以实施的特定实施例。 本发明所提到的方向用语， 例如 上 、下 、前 、后 、左 、右 、内 、外 、侧面 等， 仅是参考附加图式的方向。 因此， 使用的方向用语是用以说明及理解本发明， 而非用以限制 本发明。 0020 为使本发明的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合附图对本发明作进一 步地详细描述。 说 明 书 CN 103997221 A 6 4/7 页 7 0021 如图 3 所示， 是本发明提供的多路输出直流 - 直流变换器的一个实施例的方框示 意图， 一并结合图 4 中的电路原理图。在该实施例中， 该多路输出直流 - 直流变换器， 用于 为无线射频单元供电， 包括。
24、 ： 原边变换电路 A， 其连接有直流输入电源 Vin， 其可以是一个有稳压功能的单向功率变 换电路 ； 至少两个副边变换电路， 其中第一副边变换电路 B 用于将经变换后获得的第一直流电 源 （Vout1） 输出至与其连接的功放电路， 第二副边变换电路 C 用于将变换后获得的第二直 流电源 （Vout2） 输出至与其连接的数字电路 ； 变压器 T， 具有一个原边绕组以及至少两个副边绕组， 原边绕组与原边变换电路 A 相连 接， 第一副边变换电路 B 和第二副边变换电路 C 分别连接一个副边绕组 ； 其中， 原边变换电路 A 与至少两个副边变换电路 （B、 C） 通过变压器 T 进行耦合， 且至。
25、少 两个副边变换电路 （B、 C） 相互之间通过变压器 T 进行耦合， 从而实现能量从原边变换电路 A 转送至至少两个副边变换电路 （B、 C） ， 以及能量在两个副边变换电路 （B、 C） 相互之间传递 ； 原边变换电路A至少包括相互连接的降压型稳压变换电路以及DC/AC变换电路， 其中， 降压型稳压变换电路至少包括有第一开关管 Q1 和第二开关管 Q2， 通过调节第一开关管 Q1 与第二开关管 Q2 的占空比， 可调整第一直流电源以及第二直流电源的电压， 即第一开关管 Q1 的占空比可以在 0-100% 之间进行调节， 以改变输出电压。 0022 具体地， 请结合图4中的原理图， 其中， 。
26、原边变换电路A包括由滤波电容Ca、 第一开 关管 Q1、 第二开关管 Q2、 第一电感 L1 和第一电容 C1 组成的降压型稳压变换电路， 以及由第 三开关管 Q3、 第四开关管 Q4 以及变压器 T 原边绕组组成的 DC/AC 变换电路 ； 其中， 滤波电容 Ca 与直流输入电源并接， 其正极连接第一开关管 Q1 的漏极， 第一开关 管 Q1 的源极与第一电感 L1 的一端、 第二开关管 Q2 的漏极相连， 第一电感 L1 的另一端与第 一电容 C1 的正极、 变压器 T 原边绕组的中间抽头相连， 第二开关管 Q2 的源极、 第一电容 C1 的负极、 第三开关管 Q3 的源极、 第四开关管 。
27、Q4 的源极与滤波电容 Ca 的负极相连， 第三开关 管 Q3 的漏极、 第四开关管 Q4 的漏极分别连接变压器 T 原边绕组的一端。 0023 可以理解的是， 在其他的实施例中， 该原边变换电路 A 也可以采用诸如升压变换 电路。 0024 具体地， 第一副边变换电路 B 包括第五开关管 Q5、 第六开关管 Q6 以及第二电容 C2 ； 其中， 第二电容 C2 的正极连接变压器 T 第一副边绕组的中间抽头， 第五开关管 Q5 的源 极、 第六开关管 Q6 的源极连接第二电容 C2 的负极， 第五开关管 Q5 的漏极、 第六开关管 Q6 的漏极分别连接变压器 T 第一副边绕组的一端， 第二电容。
28、 C2 两端连接功放电路。 0025 具体地， 第二副边变换电路 C 包括第七开关管 Q7、 第八开关管 Q8 以及第三电容 C3 ； 其中， 第三电容 C3 的正极连接变压器 T 第二副边绕组的中间抽头， 第七开关管 Q7 的源 极、 第八开关管 Q8 的源极连接第三电容 C3 的负极， 第七开关管 Q7 的漏极、 第八开关管 Q8 的漏极分别连接变压器 T 第二副边绕组的一端， 第三电容 C3 两端连接数字电路。 0026 可以理解的是， 在上述电路原理图中， 第一开关管Q1与第二开关管Q2具有互补的 占空比， 例如当第一开关管 Q1 的占空比为 d 时， 则第二开关管 Q2 的占空比为 。
29、1-d ； 第三开 说 明 书 CN 103997221 A 7 5/7 页 8 关管 Q3 与第四开关管 Q4 的占空比均为 50%， 即三开关管 Q3 开通时第四开关管 Q4 关闭， 第 四开关管 Q4 开通时三开关管 Q3 关闭 ； 第三开关管 Q3 与第五开关管 Q5、 第七开关管 Q7 同 步开关， 第四开关管 Q4 与第六开关管 Q6、 第八开关管 Q8 同步开关。 0027 其中， 第三电容 C3 为大容量低压电容， 第二电容 C2 与第四电容 C4 为高压铝电解 电容。 0028 可以理解的是， 第一副边变换电路 B 和第二副边变换电路 C 构成了多功能的功率 变换电路， 其至。
30、少可以实现两种功能， 其中 ： 第一种功能是实现 AC/DC 整流功能， 即将变压 器 T 的原边传递过来的交流能量分别通过第一副边变换电路 B 中的第五开关管 Q5 和第六 开关管Q6， 以及第二副边变换电路C中的第七开关管Q7和第八开关管Q8整流成为直流， 分 别供给功放电路和数字电路。 0029 第二种功能是可以实现能量在第一副边变换电路B和第二副边变换电路C之间的 双向传递。其中， 双向传递包括 3 种模式 ： 模式 1 ： 当第五开关管 Q5 与第七开关管 Q7 同步开关， 而第六开关管 Q6 与第八开关管 Q8 同步开关时， 由于第一副边变换电路 B 所连接的绕组与第二副边变换电路。
31、 C 所连接的绕 组之间的耦合作用， 能量可以在第一副边变换电路 B 和第二副边变换电路 C 之间双向自由 传递 ； 模式 2 ： 当关闭第五开关管 Q5 和第六开关管 Q6 时， 能量只能从第二副边变换电路 C 流 向第一副边变换电路 B ； 模式 3 ： 当关闭第七开关管 Q7 和第八开关管 Q8 时， 能量只能从第一副边变换电路 B 流 向第二副边变换电路 C。 0030 另外， 通过调节第一开关管Q1与第二开关管Q2的占空比， 可调整第一直流电源以 及第二直流电源的电压， 具体地， 第一开关管 Q1 的占空比可以在 0-100% 之间进行调节， 以 改变输出电压。其原理具体如下 ： 通。
32、过改变第一开关管 Q1 的占空比 d 可以实现 a 点电压 （即第一电容 C1 的正极） 的调节， a 点电压与输入电压 Vin 的关系是 ： Va=Vin*d ； 另外， 由于 第一副边变换电路 B 与第二副边变换电路 C 之间的能量可双向流动， 第二副边变换电路 C 输出的电压与第一副边变换电路 B 输出的电压保持固定的比例稳压， 并且在调节第一副边 变换电路 B 输出的电压时， 第二副边变换电路 C 输出的电压也会随着变化 ； 图 4 中的 a、 b、 c 三个点的电压比例关系由变压器 T 的原边与副边的绕组的匝比决定， 假设连接原边变换 电路 A、 第一副边变换电路 B 以及第二变换电。
33、路 C 三个部分的变压器的绕组匝数分别为 Na、 Nb和 Nc， 则a、 b、 c 三个点的电压比值与该三组绕组匝数之间的关系为 ： Va ： Vb ： Vc=Na ： Nb ： Nc。 0031 如图 5 所示， 是本发明提供的多路输出直流 - 直流变换器的再一个实施例中的 第一副边变换电路的原理图 ； 该第一副边变换电路 B 包括有由第九开关管 Q9、 第十开关管 Q10、 第十一开关管 Q11、 第十二开关管 Q12 组成的全桥整电路 ； 其中， 变压器 T 第一副边绕组的第一端连接第九开关管 Q9 的源极、 第十一开关管 Q11 的漏极， 变压器 T 第一副边绕组的第二端连接第十开关管。
34、 Q10 的源极、 第十二开关管 Q12 的 漏极， 第九开关管 Q9 的漏极、 第十开关管 Q10 的漏极与第四电容 C4 的正极相连， 第十一开 关管 Q11 的源极、 第十二开关管 Q12 的源极与第四电容 C4 的负极相连。 0032 如图 6 所示， 是对应于图 3 中的多路输出直流 - 直流变换器的另一个实施例的电 说 明 书 CN 103997221 A 8 6/7 页 9 路原理图 ； 在该实施例中， 进一步包括有一个隔离反馈控制电路， 其设置在 b 点与第一开关 管 Q1 之间， 即其一端连接第二电容 C2 的正极， 用于向第一开关管 Q1 栅极输送相应的脉宽 调制信号 ； 。
35、可以理解的是， 对于图5的电路， 该隔离反馈控制电路的一端与第四电容C4的正 极相连接， 即通过检测 b 点的电压来实现稳压功能 ； 另外， 在其他的实施例中， 该反馈控制 电路也可以设置 a 点与第一开关管 Q1 之间， 即其一端与第一电容 C1 的正极相连接， 在这种 方式中， 是通过检测 a 点的电压来实现稳压功能。 0033 如图 7 所示， 是本隔离反馈控制电路的一个实施例的电路原理图， 在该实施例中， 该隔离反馈控制电路进一步包括 ： 采样电压比较放大电路， 用于将从第二电容 C2 的正极或第四电容 C4 的正极采样的电 压 （图中示出了来自 b 点的采样电压 V_b） 进行分压后。
36、与一个基准电压进行比较， 并进行放 大， 具体地包括 ： 分压电阻 R1 和 R2、 第三电阻 R3、 第五电容 C5 以及第一比较器 OP1 ； 其中采 样电压 V_b 经过分压阻 R1 和 R2 进行分压， 并与基准电压 Vref 进行比较， 并通过 OP1、 R3、 C5 进行放大 ； 脉宽调制电路， 用于将来自采样电压比较放大电路的放大信号和一预定锯齿波信号进 行比较， 并生成一个脉宽调制信号， 具体地包括 ： 锯齿波信号源 V_SAW 以及第二比较器 OP2， 其中， 经采样电压比较放大电路放大的信号与V_SAW进行比较， 由第二比较器OP2产生脉宽 调制 （PWM） 信号 ； 隔离。
37、电路， 至少包括有光耦， 用于将脉宽调制电路产生的脉宽调制信号传送给第一开 关管 Q1 的栅极， 具体地， 该隔离电路包括光耦 OPT1、 第四电阻 R4 和第五电阻。 0034 相应地， 本发明实施例还提供一种无线射频单元 （Radio Remote Unit, RRU） ， 其 采用前述图 3 及图 7 示出的多路输出直流 - 直流变换器， 其中， 该多路输出直流 - 直流变换 的一路输出连接功放电路， 另一路输出连接数字电路， 更多的细节可参考前述对图 3- 图 7 的描述， 在此不进行赘述。 0035 实施本发明实施例， 具有如下有益效果 ： 首先， 实施本发明的实施例， 可以通过简单。
38、的电路结构实现多路输出电源， 其中至少一 路可以连接功放电路， 另一路可以连接数字电路 ； 另外， 可以通过对原边变换电路 A 中第一开关管 Q1 的占空比的调节， 可以实现对第一 副边变换电路 B 输出的电压和第二副边变换电路 C 输出的电压进行调节和稳定 ； 而且， 由于第一副边变换电路B与第二副边变换电路C之间可以实现能量双向流动， 使 第二副边变换电路C输出的电压与第一副边变换电路B输出的电压之间保持固定的比例稳 压， 从而在调节第一副边变换电路B输出的电压时， 可以使第二副边变换电路C输出的电压 跟随之变化 ； 再者， 由于第一副边变换电路B与第二副边变换电路C之间可以实现能量双向流。
39、动， 故 第一副边变换电路 B 与第二副边变换电路 C 的大容量滤波电容可以实现共用， 从而减少总 电容数量， 降低成本 ； 并可以通过在第二副边变换电路 C 中将第三电容 C3 配置为大容量低 压电容 （例如钽电容） ， 从而减少或取消高压功放电路的高压铝电解电容 （第二电容 C2） 的数 量， 提高系统可靠性和寿命 ； 由于第一副边变换电路 B 与第二副边变换电路 C 之间可以实现能量双向流动， 进一步 可以改善第一副边变换电路 B 的动态响应性能， 以及延长第二副边变换电路 C 的电压保持 说 明 书 CN 103997221 A 9 7/7 页 10 时间。当第一副边变换电路 B 输出。
40、端口有动态电压跌落时， 第二副边变换电路 C 输出端口 的能量可以通过第七开关管 Q7、 第八开关管 Q8 和变压器 T 的绕组流入 B 端口， 减少电压跌 落 ； 当第一副边变换电路B输出端口有动态电压过冲时， 第一副边变换电路B输出端口的能 量可以通过第五开关管Q5、 第六开关管Q6以及变压器T的绕组流入第二副边变换电路C的 输出端口， 减少电压过冲 ； 以及当输入电压 Vin 掉电时， 往往希望第二副边变换电路 C 输出 端口的电压能够维持多一点时间以延长数字电路工作的时间， 此时， 第一开关管 Q1 和第二 开关管 Q2 均断开， 第五开关管 Q5、 第六开关管 Q6 继续工作， 使第。
41、一副边变换电路 B 的输出 端口的能量流向第二副边变换电路 C 的输出端口， 从而延长第二副边变换电路 C 的电压保 持时间。 0036 以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已， 当然不能以此来限定本发明之权 利范围， 因此依本发明权利要求所作的等同变化， 仍属本发明所涵盖的范围。 说 明 书 CN 103997221 A 10 1/3 页 11 图 1 图 2 图 3 说 明 书 附 图 CN 103997221 A 11 2/3 页 12 图 4 图 5 图 6 说 明 书 附 图 CN 103997221 A 12 3/3 页 13 图 7 说 明 书 附 图 CN 103997221 A 13 。