功耗控制电路和智能功率模块、变频家电.pdf

本发明提供了一种功耗控制电路，包括：低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一IGBT管，以构成开关组件；频率检测模块，用于检测所述智能功率模块的工作频率；切换控制模块，用于在接收到所述第一信号的情况下，仅使所述任一IGBT管或同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，以及在接收到所述第二信号的情况下，仅使所述低功耗开关元件处于工作状态。本发明还提出了一种智能功率模块和一种变频家电。通过本发明的技术方案，能够在不同的工作频率下，采用不同的通断器件，从而有助于降低智能功率模块的功耗，且不会存在通断器件被过流击穿的风险。

权利要求书1.  一种功耗控制电路，其特征在于，包括：低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一IGBT管，以构成开关组件；频率检测模块，连接至所述智能功率模块，用于检测所述智能功率模块的工作频率，并在所述工作频率为高频的情况下输出第一信号、在所述工作频率为低频的情况下输出第二信号；切换控制模块，连接至所述开关组件和所述频率检测模块，用于在接收到所述第一信号的情况下，仅使所述任一IGBT管或同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，以及在接收到所述第二信号的情况下，仅使所述低功耗开关元件处于工作状态。2.  根据权利要求1所述的功耗控制电路，其特征在于，所述频率检测模块包括：参数采样电路，连接至所述开关组件，用于对所述开关组件的电路特性参数进行采样；参数比较电路，连接至所述参数采样电路，用于在采样的电路特性参数的数值大于预设参数值时判定所述工作频率为高频，否则判定所述工作频率为低频。3.  根据权利要求1所述的功耗控制电路，其特征在于，若所述切换控制模块在接收到所述第一信号的情况下仅使所述任一IGBT管处于工作状态，则所述切换控制模块包括：开关电路，连接至所述频率检测模块和信号源，用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以使所述信号源接地，以及在接收到所述第二信号的情况下断开，以使所述信号源输出至状态控制电路；所述状态控制电路，所述通断控制电路的控制端连接在所述信号源和所述开关电路之间，用于在所述开关电路导通的情况下，控制所述任一IGBT管处于工作状态，以及在所述开关电路截止的情况下，控制所述低功耗开关元件处于工作状态。4.  根据权利要求3所述的功耗控制电路，其特征在于，所述状态控制电路包括：模拟开关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源和所述开关电路之间，在所述开关电路导通的情况下生成第一切换信号、在所述开关电路断开的情况下生成第二切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至所述开关组件对应的信号输入端，所述受控件的另一端在接收到所述第一切换信号的情况下连接至第一驱动电路、在接收到所述第二切换信号的情况下连接至第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。5.  根据权利要求3所述的功耗控制电路，其特征在于，所述状态控制电路包括：模拟开关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源和所述开关电路之间，在所述开关电路导通的情况下生成第三切换信号、在所述开关电路断开的情况下生成第四切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至驱动电路的一端，所述受控件的另一端在接收到所述第三切换信号的情况下连接至所述任一IGBT管、在接收到所述第四切换信号的情况下连接至所述低功耗开关元件；其中，所述驱动电路的另一端连接至所述开关组件对应的信号输入端，用于对所述任一IGBT管或所述低功耗开关元件进行驱动。6.  根据权利要求1所述的功耗控制电路，其特征在于，若所述切换控制模块在接收到所述第一信号的情况下同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，则所述切换控制模块包括：电压输出电路，连接至所述频率检测模块和信号源，用于在接收到所述第一信号的情况下输出第一电压，以及在接收到所述第二信号的情况下 输出第二电压；状态控制电路，连接至所述电压输出电路，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，控制所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，以及在所述第二电压处于第二数值范围内的情况下，控制所述低功耗开关元件处于工作状态；其中，所述第一数值范围是指大于第一预设电压值，所述第二数值范围是指大于第二预设电压值且小于或等于所述第一预设电压值。7.  根据权利要求6所述的功耗控制电路，其特征在于，所述电压输出电路包括：第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻依次串联在信号源和地之间；开关器件和第三电阻，所述开关器件与所述第三电阻串联后，并联于所述第二电阻的两端，所述开关器件还连接至所述频率检测模块，用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以及在接收到所述第二信号的情况下截止。8.  根据权利要求6所述的功耗控制电路，其特征在于，所述状态控制电路包括：第一电压比较器，所述第一电压比较器的第一输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述第一预设电压值，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，输出第一启动信号；第二电压比较器，所述第二电压比较器的第一输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述第二预设电压值，用于在所述第二电压处于第二数值范围的情况下，输出第二启动信号；第一逻辑电路，所述第一逻辑电路的第一输入端连接至所述第一电压比较器的输出端、第二输入端连接至所述开关组件对应的信号输入端、输出端连接至第一驱动电路，用于在接收到所述第一启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第一驱动电路；第二逻辑电路，所述第二逻辑电路的第一输入端连接至所述第二电压比较器的输出端、第二输入端连接至所述信号输入端、输出端连接至第二 驱动电路，用于在接收到所述第二启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。9.  根据权利要求1至8中任一项所述的功耗控制电路，其特征在于，还包括：时间判断模块，连接至所述切换控制模块，用于在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值，或接收到所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，允许所述切换控制模块根据所述第一信号或所述第二信号控制所述开关组件的工作状态，否则不允许。10.  根据权利要求9所述的功耗控制电路，其特征在于，所述时间判断模块包括：反相器，连接至所述切换控制模块，用于对所述切换控制模块中传输的所述第一信号或所述第二信号进行反相处理；储能器件，所述储能器件的阳极连接至所述反相器的输入端和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到低电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，存储来自特定信号源的电能，并在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值的情况下，向所述反相器输入高电平信号；功耗器件，连接至所述储能器件和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到高电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，消耗所述储能器件存储的电能，并在所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，向所述反相器输入低电平信号。11.  一种智能功率模块，其特征在于，包括如权利要求1-10中任一项所述的功耗控制电路。12.  一种变频家电，其特征在于，包括如权利要求11所述的智能功率模块。

说明书功耗控制电路和智能功率模块、变频家电
技术领域
本发明涉及功耗控制技术领域，具体而言，涉及一种功耗控制电路、一种智能功率模块和一种变频家电。
背景技术
智能功率模块，即IPM（Intelligent Power Module），是一种将电力电子和集成电路技术结合的功率驱动类产品。智能功率模块把功率开关器件和高压驱动电路集成在一起，并内藏有过电压、过电流和过热等故障检测电路。智能功率模块一方面接收MCU的控制信号，驱动后续电路工作，另一方面将系统的状态检测信号送回MCU。与传统的分立方案相比，智能功率模块以其高集成度、高可靠性等优势赢得越来越大的市场，尤其适合于驱动电机的变频器及各种逆变电源，是应用于变频调速、冶金机械、电力牵引、伺服驱动、变频家电的一种理想电力电子器件。
在相关技术中，智能功率模块100的电路结构如图1所示：
HVIC管1000的VCC端作为智能功率模块100的低压区供电电源正端VDD，VDD一般为15V；同时，在所述HVIC管1000内部有自举电路，自举电路结构如下：
VCC端与UH驱动电路101、VH驱动电路102、WH驱动电路103、UL驱动电路104、VL驱动电路105、WL驱动电路106的低压区供电电源正端相连。
所述HVIC管1000的HIN1端作为所述智能功率模块100的U相上桥臂输入端UHIN，在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的输入端相连；所述HVIC管1000的HIN2端作为所述智能功率模块100的V相上桥臂输入端VHIN，在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的输入端相连；所述HVIC管1000的HIN3端作为所述智能功率模块100的W相上桥臂输入端WHIN，在所述HVIC管1000内部与所述WH 驱动电路103的输入端相连。
所述HVIC管1000的LIN1端作为所述智能功率模块100的U相下桥臂输入端ULIN，在所述HVIC管1000内部与所述UL驱动电路104的输入端相连；所述HVIC管1000的LIN2端作为所述智能功率模块100的V相下桥臂输入端VLIN，在所述HVIC管1000内部与所述VL驱动电路105的输入端相连；所述HVIC管1000的LIN3端作为所述智能功率模块100的W相下桥臂输入端WLIN，在所述HVIC管1000内部与所述WL驱动电路106的输入端相连；在此，所述智能功率模块100的U、V、W三相的六路输入接收0V或5V的输入信号。
所述HVIC管1000的GND端作为所述智能功率模块100的低压区供电电源负端COM，并与所述UH驱动电路101、所述VH驱动电路102、所述WH驱动电路103、所述UL驱动电路104、所述VL驱动电路105、所述WL驱动电路106的低压区供电电源负端相连。
所述HVIC管1000的VB1端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容131的一端，并作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源正端UVB；所述HVIC管1000的HO1端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与U相上桥臂IGBT管121的栅极相连；所述HVIC管1000的VS1端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管121的射极、FRD管111的阳极、U相下桥臂IGBT管124的集电极、FRD管114的阴极、所述电容131的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源负端UVS。
所述HVIC管1000的VB2端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容132的一端，作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源正端VVB；所述HVIC管1000的HO2端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与V相上桥臂 IGBT管123的栅极相连；所述HVIC管1000的VS2端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管122的射极、FRD管112的阳极、V相下桥臂IGBT管125的集电极、FRD管115的阴极、所述电容132的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源负端VVS。
所述HVIC管1000的VB3端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路103的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容133的一端，作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源正端WVB；所述HVIC管1000的HO3端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路101的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与W相上桥臂IGBT管123的栅极相连；所述HVIC管1000的VS3端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路103的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管123的射极、FRD管113的阳极、W相下桥臂IGBT管126的集电极、FRD管116的阴极、所述电容133的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源负端WVS。
所述HVIC管1000的LO1端与所述IGBT管124的栅极相连；所述HVIC管1000的LO2端与所述IGBT管125的栅极相连；所述HVIC管1000的LO3端与所述IGBT管126的栅极相连。
所述IGBT管124的射极与所述FRD管114的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的U相低电压参考端UN；所述IGBT管125的射极与所述FRD管115的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的V相低电压参考端VN；所述IGBT管126的射极与所述FRD管116的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的W相低电压参考端WN。
所述IGBT管121的集电极、所述FRD管111的阴极、所述IGBT管122的集电极、所述FRD管112的阴极、所述IGBT管123的集电极、所述FRD管113的阴极相连，并作为所述智能功率模块100的高电压输入端P，P一般接300V。
所述HVIC管1000的作用是：
VDD为所述HVIC管1000的供电电源正端，GND为所述HVIC管1000的供电电源负端（VDD-GND电压一般为15V）。VB1和VS1分别为U相高压区的电源的正极和负极，HO1为U相高压区的输出端；VB2和VS2分别为V相高压区的电源的正极和负极，HO2为V相高压区的输出端；VB3和VS3分别为U相高压区的电源的正极和负极，HO3为W相高压区的输出端；LO1、LO2、LO3分别为U相、V相、W相低压区的输出端。
将输入端HIN1、HIN2、HIN3和LIN1、LIN2、LIN3的0或5V的逻辑输入信号分别传到输出端HO1、HO2、HO3和LO1、LO2、LO3，其中，HO1是VS1或VS1+15V的逻辑输出信号、HO2是VS2或VS2+15V的逻辑输出信号、HO3是VS3或VS3+15V的逻辑输出信号，LO1、LO2、LO3是0或15V的逻辑输出信号。
同时，同一相的输入信号不能同时为高电平，即HIN1和LIN1、HIN2和LIN2、HIN3和LIN3不能同时为高电平。
所述智能功率模块100实际工作时的一种优选电路如图2所示：
UVB与UVS间外接电容135；VVB与VVS间外接电容136；WVB与WVS间外接电容137。在此，所述电容133、132、131主要起滤波作用，所述电容135、136、137主要起存储电量作用。
UN、VN、WN相连，并连接电阻138的一端和MCU管200的Pin7；所述电阻138的另一端接COM。
所述MCU200的Pin1与所述智能功率模块100的UHIN端相连；所述MCU200的Pin2与所述智能功率模块100的VHIN端相连；所述MCU200的Pin3与所述智能功率模块100的WHIN端相连；所述MCU200的Pin4与所述智能功率模块100的ULIN端相连；所述MCU200的Pin5与所述智能功率模块100的VLIN端相连；所述MCU200的Pin6与所述智能功率模块100的WLIN端相连。
以U相为例说明智能功率模块100的工作状态：
1、当所述MCU200的管脚Pin4发出高电平信号时，所述MCU200 的管脚Pin1必须发出低电平信号，信号使LIN1为高电平、HIN1为低电平，这时，LO1输出高电平而HO1输出低电平，从而所述IGBT管124导通而所述IGBT管121截止，VS1电压约为0V；VCC向所述电容133及所述电容135充电，当时间足够长或使所述电容133及所述电容135充电前的剩余电量足够多时，VB1对VS1获得接近15V的电压。
2、当所述MCU200的管脚Pin1发出高电平信号时，所述MCU200的管脚Pin4必须发出低电平信号，信号使LIN1为低电平、HIN1为高电平，这时，LO1输出低电平而HO1输出高电平，从而所述IGBT管124截止而所述IGBT管121导通，从而VS1电压约为300V，VB1电压被抬高到315V左右，通过所述电容133及所述电容135的电量，维持U相高压区工作，如果HIN1为高电平的持续时间足够短或所述电容133及所述电容135存储的电量足够多，VB1对VS1在U相高压区工作过程中的电压可保持在14V以上。
实际应用中，特别是在变频空调的应用中，MCU200会根据环境变化而采用不同的算法控制智能功率模块100的通断，使变频压缩机工作在不同的频率下：
当智能功率模块100通断很快时，压缩机工作在高频下，这时，智能功率模块100内部的六枚IGBT管（如IGBT管121至IGBT管126）需要流过较大的电流；当智能功率模块100通断较慢时，压缩机工作在低频下，这时，智能功率模块100内部的六枚IGBT管流过较小的电流。
对于压缩机低频工作的状态，往往是希望获得低功耗，而使用IGBT管作为通断元件时，由于IGBT管的拖尾效应，造成通断元件的开关损耗不可能很低，从而使智能功率模块100的损耗也不可能做得很低。
如果使用无拖尾效应的MOS管替代IGBT管，在压缩机低频工作时确实可以降低通断损耗和系统功耗，但是由于MOS管电流能力的限制，当压缩机进入高频工作状态时，过大的电流会超出MOS管可承受的电流范围而造成MOS管过流烧毁，严重时还会引起火灾。
在相关技术中，通过改善IGBT管的拖尾效应来降低智能功率模块的低频工作损耗实现，但这种特殊工艺使得IGBT管的生产成本非常高，不 适合在变频空调等民用领域推广。
因此，如何降低智能功率模块在低频工作时的损耗，并避免高频工作时的过流风险，且生产成本适用于民用领域，成为目前亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术或相关技术中存在的技术问题之一。
为此，本发明的一个目的在于提出了一种功耗控制电路。
本发明的另一个目的在于提出了一种智能功率模块。
本发明的又一个目的在于提出了一种变频家电。
为实现上述目的，根据本发明的第一方面的实施例，提出了一种功耗控制电路，包括：低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一IGBT管，以构成开关组件；频率检测模块，连接至所述智能功率模块，用于检测所述智能功率模块的工作频率，并在所述工作频率为高频的情况下输出第一信号、在所述工作频率为低频的情况下输出第二信号；切换控制模块，连接至所述开关组件和所述频率检测模块，用于在接收到所述第一信号的情况下，仅使所述任一IGBT管或同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，以及在接收到所述第二信号的情况下，仅使所述低功耗开关元件处于工作状态。
在该技术方案中，通过使低功耗开关元件和IGBT管并联构成开关组件，并在智能功率模块处于低频时仅使低功耗开关元件处于工作状态，从而能够避免IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
同时，通过在智能功率模块处于高频时，使得IGBT管处于工作状态，从而避免低功耗开关元件被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。
其中，低功耗开关元件具体可以为MOS管，比如NMOS管等，从而既能够承受智能功率模块处于低频工作状态下的电流强度，又由于不具有拖尾效应而有效降低通断损耗和系统损耗。
另外，根据本发明上述实施例的功耗控制电路，还可以具有如下附加的技术特征：
根据本发明的一个实施例，优选地，所述频率检测模块包括：参数采样电路，连接至所述开关组件，用于对所述开关组件的电路特性参数进行采样；参数比较电路，连接至所述参数采样电路，用于在采样的电路特性参数的数值大于预设参数值时判定所述工作频率为高频，否则判定所述工作频率为低频。
在该技术方案中，通过对智能功率模块的工作状态进行直接检测，能够准确判断出智能功率模块当前所处的工作频率，以用于控制IGBT管和/或低功耗开关元件的进入工作状态，确保低频下仅使低功耗开关元件进入工作状态、高频下必须使IGBT管进入工作状态。
其中，开关组件的电路特性参数可以有很多，比如当智能功率模块的工作频率变化时，可能直接导致电流变化（高频下的工作电流较大、低频下的工作电流较小），因而可以直接对电流进行采样；当然，本领域技术人员应该理解的是，显然也可以通过对其他参数的采样来实现对工作频率的识别，比如可以通过对某个功耗元件上产生的电压差进行采样。
根据本发明的一个实施例，优选地，若所述切换控制模块在接收到所述第一信号的情况下仅使所述任一IGBT管处于工作状态，则所述切换控制模块包括：开关电路，连接至所述频率检测模块和信号源，用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以使所述信号源接地，以及在接收到所述第二信号的情况下断开，以使所述信号源输出至状态控制电路；所述状态控制电路，所述通断控制电路的控制端连接在所述信号源和所述开关电路之间，用于在所述开关电路导通的情况下，控制所述任一IGBT管处于工作状态，以及在所述开关电路截止的情况下，控制所述低功耗开关元件处于工作状态。
在该技术方案中，通过设置开关电路，将智能功率模块的工作频率变化反映至状态控制电路的输入信号变化，从而能够准确控制IGBT管及低功耗开关元件的工作状态。
根据本发明的一种优选实施方式，所述状态控制电路包括：模拟开 关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源和所述开关电路之间，在所述开关电路导通的情况下生成第一切换信号、在所述开关电路断开的情况下生成第二切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至所述开关组件对应的信号输入端，所述受控件的另一端在接收到所述第一切换信号的情况下连接至第一驱动电路、在接收到所述第二切换信号的情况下连接至第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。
在该技术方案中，可以分别采用独立的驱动电路来实现对IGBT管和低功耗开关元件的驱动，因而可以通过对信号输入端与第一驱动电路或第二驱动电路的连接控制，从而确保在智能功率模块处于不同工作频率下时，能够准确切换至相应的驱动电路，以驱动IGBT管或低功耗开关元件进入工作状态。
当IGBT管和低功耗开关元件采用独立的驱动电路时，由于低功耗开关元件所需的驱动电压和电流较小（相对于IGBT管），因而相应的第二驱动电路的驱动能力可以更小、内部的驱动元件的尺寸也可以更小，从而有助于缩小第二驱动电路的占用面积，降低智能功率模块的生产成本。
根据本发明的另一种优选实施方式，所述状态控制电路包括：模拟开关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源和所述开关电路之间，在所述开关电路导通的情况下生成第三切换信号、在所述开关电路断开的情况下生成第四切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至驱动电路的一端，所述受控件的另一端在接收到所述第三切换信号的情况下连接至所述任一IGBT管、在接收到所述第四切换信号的情况下连接至所述低功耗开关元件；其中，所述驱动电路的另一端连接至所述开关组件对应的信号输入端，用于对所述任一IGBT管或所述低功耗开关元件进行驱动。
在该技术方案中，IGBT管和低功耗开关元件也可以采用同一驱动电路进行驱动，则可以通过对IGBT管或低功耗开关元件与该驱动电路的连接控制，从而确保在智能功率模块处于不同工作频率下时，能够准确切换至相应的通断器件，以驱动IGBT管或低功耗开关元件进入工作状态。
根据本发明的另一个实施例，优选地，若所述切换控制模块在接收到 所述第一信号的情况下同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，则所述切换控制模块包括：电压输出电路，连接至所述频率检测模块和信号源，用于在接收到所述第一信号的情况下输出第一电压，以及在接收到所述第二信号的情况下输出第二电压；状态控制电路，连接至所述电压输出电路，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，控制所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态，以及在所述第二电压处于第二数值范围内的情况下，控制所述低功耗开关元件处于工作状态；其中，所述第一数值范围是指大于第一预设电压值，所述第二数值范围是指大于第二预设电压值且小于或等于所述第一预设电压值。
在该技术方案中，通过对输出电压的调节和控制，即高频下（接收到第一信号）输出第一电压、低频下（接收到第二信号）输出第二电压，能够将智能功率模块的工作频率变化反映至输出电压的数值变化，则结合对输出电压所处的数值范围判断，即可准确控制IGBT管及低功耗开关元件的工作状态。
根据本发明的一种优选实施方式，所述电压输出电路包括：第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻依次串联在信号源和地之间；开关器件和第三电阻，所述开关器件与所述第三电阻串联后，并联于所述第二电阻的两端，所述开关器件还连接至所述频率检测模块，用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以及在接收到所述第二信号的情况下截止。
在该技术方案中，通过控制开关器件的导通或截止，使得第三电阻的工作状态发生变化，即开关器件导通时，由第二电阻和第三电阻并联后，串联于第一电阻；而开关器件截止时，仅由第一电阻和第二电阻串联，从而控制输出电压的数值发生变化。
根据本发明的一种优选实施方式，所述状态控制电路包括：第一电压比较器，所述第一电压比较器的第一输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述第一预设电压值，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，输出第一启动信号；第二电压比较器，所述第二电压比较器的第一输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的 公共端、第二输入端输入所述第二预设电压值，用于在所述第二电压处于第二数值范围的情况下，输出第二启动信号；第一逻辑电路，所述第一逻辑电路的第一输入端连接至所述第一电压比较器的输出端、第二输入端连接至所述开关组件对应的信号输入端、输出端连接至第一驱动电路，用于在接收到所述第一启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第一驱动电路；第二逻辑电路，所述第二逻辑电路的第一输入端连接至所述第二电压比较器的输出端、第二输入端连接至所述信号输入端、输出端连接至第二驱动电路，用于在接收到所述第二启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。
在该技术方案中，可以分别采用独立的驱动电路来实现对IGBT管和低功耗开关元件的驱动，因而可以控制是否将信号输入端的信号输出至第一驱动电路或第二驱动电路，从而确保在智能功率模块处于不同工作频率下时，能够准确地将信号输入端的信号输出至相应的驱动电路，以驱动IGBT管或低功耗开关元件进入工作状态。
同样地，当IGBT管和低功耗开关元件采用独立的驱动电路时，由于低功耗开关元件所需的驱动电压和电流较小（相对于IGBT管），因而相应的第二驱动电路的驱动能力可以更小、内部的驱动元件的尺寸也可以更小，从而有助于缩小第二驱动电路的占用面积，降低智能功率模块的生产成本。
在上述任一技术方案中，优选地，还包括：时间判断模块，连接至所述切换控制模块，用于在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值，或接收到所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，允许所述切换控制模块根据所述第一信号或所述第二信号控制所述开关组件的工作状态，否则不允许。
在该技术方案中，智能功率模块在对自身的工作状态进行检测时，通过对持续时间的判断，能够保证智能功率模块确实实现了相应的切换，从而避免瞬时的电路特性变化（比如瞬时的过压或过流）可能导致的误判 断，有助于提升判断的准确度和使用过程中的安全性。
根据本发明的一个实施例，优选地，所述时间判断模块包括：反相器，连接至所述切换控制模块，用于对所述切换控制模块中传输的所述第一信号或所述第二信号进行反相处理；储能器件，所述储能器件的阳极连接至所述反相器的输入端和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到低电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，存储来自特定信号源的电能，并在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值的情况下，向所述反相器输入高电平信号；功耗器件，连接至所述储能器件和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到高电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，消耗所述储能器件存储的电能，并在所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，向所述反相器输入低电平信号。
在该技术方案中，通过应用储能器件，使得第一信号或第二信号的持续过程能够准确反映至储能器件对电能的存储或释放过程，并且仅在电能升高或降低至一定阈值之后，才反映为电平高低的变化。同时，基于实际应用中的逻辑变化，可以添加更多的反相器，以实现正确的逻辑控制。
其中，应当预先对储能器件和功耗器件的型号进行选取，以使得储能器件能够在经过第一时间阈值的时间长度后，由低电平升高为高电平，以及在经过第二时间阈值的时间长度后，由高电平降低为低电平。
根据本发明第二方面的实施例，提出了一种智能功率模块，包括如上述技术方案中任一项所述的功耗控制电路。
根据本发明第三方面的实施例，提出了一种变频家电，包括如上述技术方案所述的智能功率模块，比如变频空调、变频冰箱、变频洗衣机等。
通过以上技术方案，能够在不同的工作频率下，采用不同的通断器件，从而有助于降低智能功率模块的功耗，且不会存在通断器件被过流击穿的风险。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1示出了相关技术中的智能功率模块的结构示意图；
图2示出了相关技术中的对智能功率模块进行时序控制时的结构示意图；
图3A示出了根据本发明的一个实施例的功耗控制电路的结构示意图；
图3B示出了根据本发明的另一个实施例的功耗控制电路的结构示意图；
图3C示出了根据本发明的又一个实施例的功耗控制电路的结构示意图；
图4示出了根据本发明的一个实施例的检测智能功率模块的工作频率的示意图；
图5示出了根据本发明的一个实施例的功耗控制电路的具体结构示意图；
图6A是图5所示实施例的一种具体实施方式的结构示意图；
图6B是图5所示实施例的另一种具体实施方式的结构示意图；
图6C是图5所示实施例对应的智能功率模块的结构示意图；
图7示出了根据本发明的另一个实施例的功耗控制电路的具体结构示意图；
图8是图7所示实施例的一种具体实施方式的结构示意图；
图9A是图7所示实施例对应的智能功率模块的结构示意图；
图9B是图9A所示的智能功率模块中的输出选通电路的结构示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不 冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不限于下面公开的具体实施例的限制。
一、整体结构
在相关技术中，智能功率模块都采用IGBT管作为通断器件，但一方面，IGBT管的拖尾效应导致其低频下的开关损耗过高，另一方面，若直接使用低功耗开关元件，则由于高频下的电流过大而容易损毁低功耗开关元件，甚至引发火灾等危险状况。
因此，为了解决开关损耗和过流风险等多方面的问题，图3A示出了根据本发明的一个实施例的功耗控制电路的结构示意图。
如图3A所示，根据本发明的一个实施例的功耗控制电路，包括：低功耗开关元件111’，并联至智能功率模块（比如图1所示的智能功率模块100）中的任一IGBT管（图3A所示为IGBT管121），以构成开关组件（图中未具体标示）；频率检测模块304，连接至所述智能功率模块，用于检测所述智能功率模块的工作频率，并在所述工作频率为高频的情况下输出第一信号、在所述工作频率为低频的情况下输出第二信号；切换控制模块306，连接至所述开关组件和所述频率检测模块304，用于在接收到所述第一信号的情况下，仅使所述任一IGBT管或同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件111’处于工作状态，以及在接收到所述第二信号的情况下，仅使所述低功耗开关元件111’处于工作状态。
在该技术方案中，通过使低功耗开关元件111’和IGBT管并联构成开关组件，并在智能功率模块处于低频时仅使低功耗开关元件111’处于工作状态，从而能够避免IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
同时，通过在智能功率模块处于高频时，使得IGBT管处于工作状态，从而避免低功耗开关元件111’被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。
其中，低功耗开关元件111’具体可以为MOS管，比如NMOS管等， 从而既能够承受智能功率模块处于低频工作状态下的电流强度，又由于不具有拖尾效应而有效降低通断损耗和系统损耗。
在图3A中，具体以如图1所示的U相上桥臂的IGBT管121为例进行了说明；但实际上，显然可以对智能功率模块中的V相、W相上桥臂的IGBT管122、IGBT管123进行相同的功耗控制，还可以对U相、V相和W相下桥臂的IGBT管124、IGBT管125和IGBT管126进行相同的功耗控制。
下面结合图3B，仍以U相为例，对下桥臂的连接结构进行详细说明。其中，图3B示出了根据本发明的另一个实施例的功耗控制电路的结构示意图。
如图3B所示，在本发明的另一个实施例中，也可以针对U相下桥臂的IGBT管124进行功耗控制。具体地，可以将低功耗开关元件114’并联至IGBT管124两端，从而由IGBT管124和低功耗开关元件114’构成一个开关组件（图中未具体标示）。
基于上述结构，一方面由频率检测模块304对上述开关组件的工作频率进行检测，另一方面由切换控制模块306根据检测到的工作频率，控制IGBT管124和低功耗开关元件114’是否进入工作状态，若进入工作状态，则由端口LIN1输入的信号进行通断控制。
在图3A和图3B中，为了便于单独说明，均示出了频率检测模块304和切换控制模块306；实际上，为了简化电路、提高同步性，也可以在不同IGBT管之间采用同一个的频率检测模块304。
图3C示出了根据本发明的又一个实施例的功耗控制电路的结构示意图。
如图3C所示，根据本发明的又一个实施例的功耗控制电路，仍以U相为例，假定由切换控制模块306A对上桥臂的IGBT管121和低功耗开关元件111’进行功耗控制、由切换控制模块306B对下桥臂的IGBT管124和低功耗开关元件114’进行功耗控制，同时仅由频率检测模块304为切换控制模块306A和切换控制模块306B提供相应的工作频率检测结果。
用户或厂商可以根据实际需求，对频率检测模块304的个数和连接方式进行选择，比如每个IGBT管对应一个独立的频率检测模块304，或者每相对应一个独立的频率检测模块304，或者所有IGBT管都对应同一个频率检测模块304。
二、频率检测模块
根据本发明的一个实施例，优选地，所述频率检测模块304包括：参数采样电路，连接至所述开关组件，用于对所述开关组件的电路特性参数进行采样；参数比较电路，连接至所述参数采样电路，用于在采样的电路特性参数的数值大于预设参数值时判定所述工作频率为高频，否则判定所述工作频率为低频。
在该技术方案中，通过对智能功率模块的工作状态进行直接检测，能够准确判断出智能功率模块当前所处的工作频率，以用于控制IGBT管和/或低功耗开关元件的进入工作状态，确保低频下仅使低功耗开关元件进入工作状态、高频下必须使IGBT管进入工作状态。
具体地，图4示出了根据本发明的一个实施例的检测智能功率模块的工作频率的示意图。
如图4所示，根据本发明的一个实施例的智能功率模块4100中，输出选通电路4400的电源正端VCC端作为所述智能功率模块4100的低压区供电电源正端VDD，VDD一般为15V。
所述输出选通电路4400的第一输入端HIN1作为所述智能功率模块4100的U相上桥臂输入端UHIN；所述输出选通电路4400的第二输入端HIN2作为所述智能功率模块4100的V相上桥臂输入端VHIN；所述输出选通电路4400的第三输入端HIN3作为所述智能功率模块4100的W相上桥臂输入端WHIN；所述输出选通电路4400的第四输入端LIN1作为所述智能功率模块4100的U相下桥臂输入端ULIN；所述输出选通电路4400的第五输入端LIN2作为所述智能功率模块4100的V相下桥臂输入端VLIN；所述输出选通电路4400的第六输入端LIN3作为所述智能功率模块4100的W相下桥臂输入端WLIN。
同时，所述输出选通电路4400的第七输出端ITRIP与所述输出选通 电路4400的U相低电压参考端UN、所述输出选通电路4400的V相低电压参考端VN、所述输出选通电路4400的W相低电压参考端WN、采样电阻4301的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的异常反馈端ISO。
所述输出选通电路4400的电源负端GND与所述采样电阻4301的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的最低电压参考点N。
所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源正端VB1与电容4133的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源正端UVB；所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源负端VS1与所述电容4133的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源负端UVS。
所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源正端VB2与电容4132的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源正端VVB；所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源负端VS2与所述电容4132的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源负端VVS。
所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源正端VB3与电容4131的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源正端WVB；所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源负端VS3与所述电容4131的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源负端WVS。
所述输出选通电路4400的最高电压参考端P作为所述智能功率模块4100的最高电压参考点P。
在图4所示的结构中，以采样电阻4301为参数采样电路的具体结构，将智能功率模块4100的工作频率转换为采样电阻4301上的电压降数值，并由ITRIP端口采集后输入至参数比较电路进行比较和判断。
当然，本领域技术人员应该理解的是，显然也可以通过对其他参数的采样来实现对工作频率的识别，这里仅以电压采样为例进行说明，而开关组件的电路特性参数可以有很多，比如当智能功率模块的工作频率变化 时，可能直接导致电流变化（高频下的工作电流较大、低频下的工作电流较小），因而还可以直接对电流进行采样。
三、切换控制模块
实施例一：切换控制模块306在接收到所述第一信号的情况下仅使所述任一IGBT管处于工作状态。
（一）模块构成
根据本发明的一个实施例，优选地，如图3A所示的切换控制模块306可以包括：开关电路，连接至所述频率检测模块和信号源，用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以使所述信号源接地，以及在接收到所述第二信号的情况下断开，以使所述信号源输出至状态控制电路；所述状态控制电路，所述通断控制电路的控制端连接在所述信号源和所述开关电路之间，用于在所述开关电路导通的情况下，控制所述任一IGBT管处于工作状态，以及在所述开关电路截止的情况下，控制所述低功耗开关元件处于工作状态。
在该技术方案中，通过设置开关电路，将智能功率模块的工作频率变化反映至状态控制电路的输入信号变化，从而能够准确控制IGBT管及低功耗开关元件的工作状态。
（二）电路结构
对应于图4所示的智能功率模块，图5示出了根据本发明的一个实施例的功耗控制电路的具体结构示意图。
如图5所示，根据本发明的一个实施例的功耗控制电路中，上述的频率检测模块304具体由电压比较器4502构成，该电压比较器4502的正输入端接收来自图4所示的ITRIP端口的采样电压、负输入端接收电压源输入的预设电压值，并将比较结果输入由开关电路3062和状态控制电路3064构成的切换控制模块306。
具体地，开关电路3062可以为图5所示的MOS管，其栅极连接至电压比较器4502的输出端。当智能功率模块4100处于高频时，电压比较器4502的正输入端电压高于负输入端电压，使电压比较器4502输出高电平、MOS管3062导通；当智能功率模块4100处于低频时，电压比较器 4502的正输入端电压低于负输入端电压，使电压比较器4502输出低电平、MOS管3062截止。
当MOS管3062导通时，将连接至VCC端的电流信号源接地，则状态控制电路3064输入为0V；当MOS管3062截止时，上述电流信号源直接输入状态控制电路3064。
对于状态控制电路3064，其具体结构还可能具有多种情况，下面分别进行详细说明。
实施方式一
图6A是图5所示实施例的一种具体实施方式的结构示意图。
如图6A所示，根据本发明的一种优选实施方式，所述状态控制电路3064包括：模拟开关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源（比如上述的电流信号源）和所述开关电路3062之间，在所述开关电路3062导通的情况下生成第一切换信号、在所述开关电路3062断开的情况下生成第二切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至所述开关组件对应的信号输入端，所述受控件的另一端在接收到所述第一切换信号的情况下连接至第一驱动电路4409、在接收到所述第二切换信号的情况下连接至第二驱动电路4410；其中，所述第一驱动电路4409用于对所述任一IGBT管4121进行驱动、所述第二驱动电路4410用于对所述低功耗开关元件4111进行驱动。
在该技术方案中，可以分别采用独立的驱动电路来实现对IGBT管4121和低功耗开关元件4111的驱动，因而可以通过对信号输入端HIN1与第一驱动电路4409或第二驱动电路4410的连接控制，从而确保在智能功率模块4100处于不同工作频率下时，能够准确切换至相应的驱动电路，以驱动IGBT管4121或低功耗开关元件4111进入工作状态。
当IGBT管4121和低功耗开关元件4111采用独立的驱动电路时，由于低功耗开关元件4111所需的驱动电压和电流较小（相对于IGBT管4121），因而相应的第二驱动电路4410的驱动能力可以更小、内部的驱动元件的尺寸也可以更小，从而有助于缩小第二驱动电路4410的占用面积，降低智能功率模块4100的生产成本。
实施方式二
图6B是图5所示实施例的另一种具体实施方式的结构示意图。
如图6B所示，根据本发明的另一种优选实施方式，所述状态控制电路3064包括：模拟开关，所述模拟开关包括：控制件，连接至所述信号源（比如上述的电流信号源）和所述开关电路3062之间，在所述开关电路3062导通的情况下生成第三切换信号、在所述开关电路3062断开的情况下生成第四切换信号；受控件，所述受控件的一端连接至驱动电路4409’的一端，所述受控件的另一端在接收到所述第三切换信号的情况下连接至所述任一IGBT管4121、在接收到所述第四切换信号的情况下连接至所述低功耗开关元件4111；其中，所述驱动电路4409’的另一端连接至所述开关组件对应的信号输入端（如图6B所示的HIN1端口），用于对所述任一IGBT管4121或所述低功耗开关元件4111进行驱动。
在该技术方案中，IGBT管4121和低功耗开关元件4111也可以采用同一驱动电路4409’进行驱动，则可以通过对IGBT管4121或低功耗开关元件4111与该驱动电路4409’的连接控制，从而确保在智能功率模块4100处于不同工作频率下时，能够准确切换至相应的通断器件，以驱动IGBT管4121或低功耗开关元件4111进入工作状态。
（三）整体电路结构
图6C是图5所示实施例对应的智能功率模块的结构示意图。
如图6C所示，可以针对智能功率模块4100中的每个IGBT管都采用如图6A所示的实施方式，实现功耗控制；当然，本领域技术人员应该理解的是，这里采用图6A所示的实施方式仅用于举例说明，显然可以采用其他任一方式，比如图6B所示的实施方式等，同样能够用于实现对智能功率模块4100的功耗控制。
具体地，图6C所示的智能功率模块4100中的输出选通电路4400的结构可以为：
电压源4401的正端与电压比较器4402的负端相连，所述电压比较器4402的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4402的输出端与NMOS管4404的栅极相连，所述NMOS管4404的衬底 与源极相连并连接至电阻4406的一端，所述NMOS管4404的漏极与电流源4403的正端、电容4405的一端、非门4407的输入端相连，所述电流源4403的负端接所述输出选通电路4400的VCC端、所述电阻4406的另一端与所述电容4405的另一端相连并连接至GND端，所述非门4407的输出端作为模拟开关4408的控制端，所述模拟开关4408的固定端与所述输出选通电路4400的HIN1端相连，所述模拟开关4408的高电平选通端与UH驱动电路4409的输入端相连，所述模拟开关4408的低电平选通端与UH驱动电路4410的输入端相连，所述UH驱动电路4409和所述UH驱动电路4410的低压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VCC端相连，所述UH驱动电路4409和所述UH驱动电路4410的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述UH驱动电路4409和所述UH驱动电路4410的高压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VB1端相连，所述UH驱动电路4409和所述UH驱动电路4410的高压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的VS1端相连，所述UH驱动电路4409的输出端与所述输出选通电路4400的UHO1端相连，所述UH驱动电路4410的输出端与所述输出选通电路4400的UHO2端相连。
电压源4501的正端与电压比较器4502的负端相连，所述电压比较器4502的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4502的输出端与NMOS管4504的栅极相连，所述NMOS管4504的衬底与源极相连并接电阻4506的一端，所述NMOS管4504的漏极与电流源4503的正端、电容4505的一端、非门4507的输入端相连，所述电流源4503的负端接所述输出选通电路4400的VCC端，所述电阻4506的另一端与所述电容4505的另一端相连并接所述输出选通电路4400的GND端，所述非门4507的输出端作为模拟开关4508的控制端，所述模拟开关4508的固定端与所述输出选通电路4400的HIN2端相连，所述模拟开关4508的高电平选通端与VH驱动电路4509的输入端相连，所述模拟开关4508的低电平选通端与VH驱动电路4510的输入端相连，所述VH驱动电路4509和所述VH驱动电路4510的低压区供电电源正端与所述输出选 通电路4400的VCC端相连，所述VH驱动电路4509和所述VH驱动电路4510的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述VH驱动电路4509和所述VH驱动电路4510的高压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VB2端相连，所述VH驱动电路4509和所述VH驱动电路4510的高压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的VS2端相连，所述VH驱动电路4509的输出端与所述输出选通电路4400的VHO1端相连，所述VH驱动电路4510的输出端与所述输出选通电路4400的VHO2端相连。
电压源4601的正端与电压比较器4602的负端相连，所述电压比较器4602的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4602的输出端与NMOS管4604的栅极相连，所述NMOS管4604的衬底与源极相连并接电阻4606的一端，所述NMOS管4604的漏极与电流源4603的正端、电容4605的一端、非门4607的输入端相连，所述电流源4603的负端接所述输出选通电路4400的VCC端，所述电阻4606的另一端与所述电容4605的另一端相连并接所述输出选通电路4400的GND端，所述非门4607的输出端作为模拟开关4608的控制端，所述模拟开关4508的固定端与所述输出选通电路4400的HIN3端相连，所述模拟开关4608的高电平选通端与WH驱动电路4609的输入端相连，所述模拟开关4608的低电平选通端与WH驱动电路4610的输入端相连，所述WH驱动电路4609和所述WH驱动电路4610的低压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VCC端相连，所述WH驱动电路4609和所述WH驱动电路4610的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述WH驱动电路4609和所述VH驱动电路4610的高压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VB3端相连，所述WH驱动电路4609和所述WH驱动电路4610的高压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的VS3端相连，所述WH驱动电路4609的输出端与所述输出选通电路4400的WHO1端相连，所述WH驱动电路4610的输出端与所述输出选通电路4400的WHO2端相连。
电压源4701的正端与电压比较器4702的负端相连，所述电压比较器 4702的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4702的输出端与NMOS管4704的栅极相连，所述NMOS管4704的衬底与源极相连并接电阻4706的一端，所述NMOS管4704的漏极与电流源4703的正端、电容4705的一端、非门4707的输入端相连，所述电流源4703的负端接所述输出选通电路4400的VCC端，所述电阻4706的另一端与所述电容4705的另一端相连并接所述输出选通电路4400的GND端，所述非门4707的输出端作为模拟开关4708的控制端，所述模拟开关4708的固定端与所述输出选通电路4400的LIN1端相连，所述模拟开关4708的高电平选通端与UL驱动电路4709的输入端相连，所述模拟开关4708的低电平选通端与UL驱动电路4710的输入端相连，所述UL驱动电路4709和所述UL驱动电路4710的低压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VCC端相连，所述UL驱动电路14709和所述UL驱动电路24710的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述UL驱动电路14709的输出端与所述输出选通电路4400的ULO1端相连，所述UL驱动电路24710的输出端与所述输出选通电路4400的ULO2端相连。
电压源4801的正端与电压比较器4802的负端相连，所述电压比较器4802的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4802的输出端与NMOS管4804的栅极相连，所述NMOS管4804的衬底与源极相连并接电阻4806的一端，所述NMOS管4804的漏极与电流源4803的正端、电容4805的一端、非门4807的输入端相连，所述电流源4803的负端接所述输出选通电路4400的VCC端，所述电阻4806的另一端与所述电容4805的另一端相连并接所述输出选通电路4400的GND端，所述非门4807的输出端作为模拟开关4808的控制端，所述模拟开关4808的固定端与所述输出选通电路4400的LIN2端相连，所述模拟开关4808的高电平选通端与VL驱动电路4809的输入端相连，所述模拟开关4808的低电平选通端与VL驱动电路4810的输入端相连，所述VL驱动电路4809和所述VL驱动电路4810的低压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VCC端相连，所述VL驱动电路4809和所述VL驱动电路 4810的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述VL驱动电路4809的输出端与所述输出选通电路4400的VLO1端相连，所述VL驱动电路4810的输出端与所述输出选通电路4400的VLO2端相连。
电压源4901的正端与电压比较器4902的负端相连，所述电压比较器4902的正端与所述输出选通电路4400的ITRIP端相连，所述电压比较器4902的输出端与NMOS管4904的栅极相连，所述NMOS管4904的衬底与源极相连并接电阻4906的一端，所述NMOS管4904的漏极与电流源4903的正端、电容4905的一端、非门4807的输入端相连，所述电流源4903的负端接所述输出选通电路4400的VCC端，所述电阻4906的另一端与所述电容4905的另一端相连并接所述输出选通电路4400的GND端，所述非门4907的输出端作为模拟开关4908的控制端，所述模拟开关4908的固定端与所述输出选通电路4400的LIN3端相连，所述模拟开关4908的高电平选通端与WL驱动电路4909的输入端相连，所述模拟开关4808的低电平选通端与WL驱动电路4910的输入端相连，所述WL驱动电路4909和所述WL驱动电路4910的低压区供电电源正端与所述输出选通电路4400的VCC端相连，所述WL驱动电路4909和所述WL驱动电路4910的低压区供电电源负端与所述输出选通电路4400的GND端相连，所述WL驱动电路4909的输出端与所述输出选通电路4400的WLO1端相连，所述WL驱动电路4910的输出端与所述输出选通电路4400的WLO2端相连。
所述UHO1端与IGBT管4121的栅极相连，所述UHO2端与NMOS管4111的栅极相连；所述IGBT管4121的集电极与所述高压NMOS管4111的漏极相连并接所述输出选通电路4400的P端，所述IGBT管4121的射极与所述高压NMOS管4111的衬底和源极相连并接所述输出选通电路4400的VS1端；所述VHO1端与IGBT管4122的栅极相连，所述VHO2端与NMOS管4112的栅极相连；所述IGBT管4122的集电极与所述高压NMOS管4112的漏极相连并接所述输出选通电路4400的P端，所述IGBT管4122的射极与所述高压NMOS管4112的衬底和源极相连并 接所述输出选通电路4400的VS2端；所述WHO1端与IGBT管4123的栅极相连，所述WHO2端与NMOS管4113的栅极相连；所述IGBT管4123的集电极与所述高压NMOS管4113的漏极相连并接所述输出选通电路4400的P端，所述IGBT管4123的射极与所述高压NMOS管4113的衬底和源极相连并接所述输出选通电路4400的VS3端。
所述ULO1端与IGBT管4124的栅极相连，所述ULO2端与NMOS管4114的栅极相连；所述IGBT管4124的集电极与所述高压NMOS管4114的漏极相连并接所述输出选通电路4400的VS1端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4114的衬底和源极相连并接所述输出选通电路4400的UN端；所述VLO1端与IGBT管4125的栅极相连，所述VLO2端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述输出选通电路4400的VS2端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接所述输出选通电路4400的VN端；所述WLO1端与IGBT管4125的栅极相连，所述WLO2端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述输出选通电路4400的VS3端，所述IGBT管4125的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接所述输出选通电路4400的WN端。
（四）时间判断
在上述任一技术方案中，优选地，还包括：时间判断模块，连接至所述切换控制模块，用于在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值，或接收到所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，允许所述切换控制模块根据所述第一信号或所述第二信号控制所述开关组件的工作状态，否则不允许。
在该技术方案中，智能功率模块在对自身的工作状态进行检测时，通过对持续时间的判断，能够保证智能功率模块确实实现了相应的切换，从而避免瞬时的电路特性变化（比如瞬时的过压或过流）可能导致的误判断，有助于提升判断的准确度和使用过程中的安全性。
具体地，在图6C所示的电路结构中，比如对于U相上桥臂的IGBT 管4121，示出了由反相器4407、电容4405和电阻4406等构成的时间判断模块。
那么，作为一种更为上位的描述方式，优选地，所述时间判断模块包括：反相器（如图6C所示的反相器4407），连接至所述切换控制模块（如图3A所示的切换控制模块306），用于对所述切换控制模块中传输的所述第一信号或所述第二信号进行反相处理；储能器件（如图6C所示的电容4405），所述储能器件的阳极连接至所述反相器的输入端和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到低电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，存储来自特定信号源的电能，并在接收到所述第一信号的持续时间大于预设的第一时间阈值的情况下，向所述反相器输入高电平信号；功耗器件（如图6C所示的电阻4406），连接至所述储能器件和所述切换控制模块，用于在所述切换控制模块接收到高电平的所述第一信号或所述第二信号的情况下，消耗所述储能器件存储的电能，并在所述第二信号的持续时间大于预设的第二时间阈值的情况下，向所述反相器输入低电平信号。
在该技术方案中，通过应用储能器件，使得第一信号或第二信号的持续过程能够准确反映至储能器件对电能的存储或释放过程，并且仅在电能升高或降低至一定阈值之后，才反映为电平高低的变化。同时，基于实际应用中的逻辑变化，可以添加更多的反相器，以实现正确的逻辑控制。
其中，应当预先对储能器件和功耗器件的型号进行选取，以使得储能器件能够在经过第一时间阈值的时间长度后，由低电平升高为高电平，以及在经过第二时间阈值的时间长度后，由高电平降低为低电平。
（五）工作原理
由于三个上桥臂的结构和参数完全一致、三个下桥臂的结构和参数完全一致，并且上桥臂和下桥臂在选通原理上完全一致，因而下面以U相上桥臂为例，具体说明本发明的选通原理。
无论六个所述IGBT管4121～4126和六个所述高压NMOS管4111～4116的通断状态如何，电流总会从所述电阻4301流过，并在ITRIP端产生压降Vt，因而可以用于判断智能功率模块4100的工作频率。此 外，可以记所述电压源4401的压降为Vd。
1、当Vt<Vd时：
所述电压比较器4402输出低电平，所述NMOS管4404截止，所述电流源4403为所述电容4405充电，经过一段时间，所述电容4405的电压Vc大于所述非门4407的阈值电压Vi，则所述非门4407输出低电平，所述模拟开关4408选通低压端，HIN1的信号传入所述UH驱动电路4410，经过所述UH驱动电路4410处理后，在UHO2端输出，控制所述高压NMOS管4111的通断。
2、当Vt>Vd时：
所述电压比较器4402输出高电平，所述NMOS管4404导通，所述电容4405通过所述电阻4406放电，经过一段时间，所述电容4405的电压Vc小于所述非门4407的阈值电压Vi，则所述非门4407输出高电平，所述模拟开关4408选通高压端，HIN1的信号传入所述UH驱动电路4409，经过所述UH驱动电路4409处理后，在UHO1端输出，控制所述IGBT管4121的通断。
通过上述方式，针对U相上桥臂的通断元件实现了：1）在需要流过的电流较小时，选通开关速度较快但耐电流能力较小的高压NMOS管，以降低开关损耗和系统损耗；2）在需要流过的电流较大时，选通有拖尾效应但耐电流能力较大的IGBT管，以避免高压NMOS管过流击穿。
（六）参数设置
下面说明各关键元器件的参数选取：
对于一般的高压NMOS管，电流能力在5A以下，而一般的IGBT管电流能力可以达到5A以上。因此，可考虑在电流小于5A时，选通NMOS管，在电流大于5A时，选通IGBT管。
所述电阻4301的值可取为10mΩ，Vd=50mV。当流过所述电阻4301的电流Ir<5A时，ITRIP的压降Vi<Vd，使所述电压比较器4402输出低电平；当流过所述电阻4301的电流Ir>5A时，ITRIP的压降Vi>Vd，使所述电压比较器4402输出高电平。
1、当所述电压比较器4402输出低电平时，所述NMOS管4404关 断，所述电流源4403为所述电容4405充电，所述电流源4403的电流值可设计为Id=8μA，所述电阻4406的阻值可设计为Rd=1.25kΩ，所述电容4405的容值可设计为Cd=1μF，设计所述非门4407的阈值为8V，则：
当所述NMOS管处于开通状态时，所述电容4405的压降与所述电阻4406的压降相同，压降Vc=Rd×Id=1.25kΩ×8μA=0.01V≈0，因而当所述NMOS管4404关断后，所述电容4405的电压Vc与充电时间tc的关系约为：
VC=Id&CenterDot;tcCd;]]>
当Vc被充电到Vc=Vi时：
代入计算，得tc=1s，即经过1s后，所述非门4407的输入端获得高电平信号，其输出端输出低电平，从而使所述模拟开关4408选通低电平选通端，输入信号进入所述UH驱动电路24410驱动所述高压NMOS管4111。
2、当所述电压比较器4402输出高电平时，所述NMOS管4404开通，所述电容4405经过所述NMOS管4404通过所述电阻4406放电，所述电容4405的电压Vc最多为Vcc=15V，又由于所述NMOS管4404处于饱和导通状态，其电阻可以忽略，则所述电容4405的电压与放电时间td的关系约为：
VC=Vcc&CenterDot;e-tdRd&CenterDot;Cd;]]>
当Vc放电到Vc=Vi时：
代入计算，得td≈0.8ms，即经过0.8ms后，所述非门4407的输入端获得低电平信号，其输出端输出高电平，从而使所述模拟开关4408选通高电平选通端，输入信号进入所述UH驱动电路14409驱动所述IGBT管4121。
因此，当流过所述电阻4301的电流小于5A并持续1s后，所述智能功率模块4100选通高压NMOS管作为通断元件，当流过所述电阻4301的电流大于5A并持续0.8ms后，所述智能功率模块4100选通IGBT管作为通断元件。
需要说明的是：之所以从IGBT管切换到高压NMOS管的时间较长，是因为要确保系统已经进入小电流工作模式，以免因高压NMOS管电流能力不足造成智能功率模块损坏；之所以从高压NMOS管切换到IGBT管的时间极短，是为了确保在系统电流能力需求有所增大时，智能功率模块就能迅速提供电流能力足够的通断元件，保证系统正常工作。
同时，所述UH驱动电路4409和所述UH驱动电路4410的结构可以做得完全一致并和现有技术完全一致，出于提高系统性能考虑，也可以将所述UH驱动电路4410的欠压保护电压做得比所述UH驱动电路4409低，因为高压NMOS管只需要更低的供电电压就能保证器件的饱和导通，从而使选通高压NMOS管时，智能功率模块可以工作在更低的供电电压下，出于降成本考虑，所述UH驱动电路4410的驱动CMOS的尺寸做得比所述UH驱动电路4409小，因为高压NMOS管只需更小的电流能力就能控制其导通或关断，从而节省所述UH驱动电路4410的面积。
实施例二：切换控制模块在接收到所述第一信号的情况下同时使所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件处于工作状态。
（一）模块构成
图7示出了根据本发明的另一个实施例的功耗控制电路的具体结构示意图。
如图7所示，根据本发明的一个实施例，优选地，如图3A所示的切换控制模块306可以包括：电压输出电路3062’，连接至所述频率检测模块（如图3A所示的频率检测模块304）和信号源（图7所示为连接至VCC端的电流源），用于在接收到所述第一信号的情况下输出第一电压，以及在接收到所述第二信号的情况下输出第二电压；状态控制电路3064’，连接至所述电压输出电路3062’，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，控制所述任一IGBT管4121和所述低功耗开关元件4111处于工作状态，以及在所述第二电压处于第二数值范围内的情况下，控制所述低功耗开关元件4111处于工作状态；其中，所述第一数值范围是指大于第一预设电压值，所述第二数值范围是指大于第二预设电压值且小于或等于所述第一预设电压值。
在该技术方案中，通过对输出电压的调节和控制，即高频下（接收到第一信号）输出第一电压、低频下（接收到第二信号）输出第二电压，能够将智能功率模块的工作频率变化反映至输出电压的数值变化，则结合对输出电压所处的数值范围判断，即可准确控制IGBT管4121及低功耗开关元件4111的工作状态。
（二）电路结构
图8是图7所示实施例的一种具体实施方式的结构示意图。
如图8所示，根据本发明的一种优选实施方式，图7所示的电压输出电路3062’包括：第一电阻R1和第二电阻R2，所述第一电阻R1和所述第二电阻R2依次串联在信号源VCC和地之间；开关器件5200和第三电阻R3，所述开关器件5200与所述第三电阻R3串联后，并联于所述第二电阻R2的两端，所述开关器件5200还连接至所述频率检测模块（由图中所示的电压比较器4502和未示出的电压采样电路构成），用于在接收到所述第一信号的情况下导通，以及在接收到所述第二信号的情况下截止。
在该技术方案中，通过控制开关器件5200的导通或截止，使得第三电阻R3的工作状态发生变化，即开关器件5200导通时，由第二电阻R2和第三电阻R3并联后，串联于第一电阻R1；而开关器件5200截止时，仅由第一电阻R1和第二电阻R2串联，从而控制输出电压的数值发生变化。
根据本发明的一种优选实施方式，所述状态控制电路3064’包括：第一电压比较器501，所述第一电压比较器501的第一输入端（图中所示为正输入端）连接至所述第一电阻R1和所述第二电阻R2的公共端、第二输入端（图中所示为负输入端）输入所述第一预设电压值，用于在所述第一电压处于第一数值范围的情况下，输出第一启动信号；第二电压比较器502，所述第二电压比较器502的第一输入端（图中所示为正输入端）连接至所述第一电阻R1和所述第二电阻R2的公共端、第二输入端（图中所示为负输入端）输入所述第二预设电压值，用于在所述第二电压处于第二数值范围的情况下，输出第二启动信号；第一逻辑电路503，所述第一逻辑电路503的第一输入端连接至所述第一电压比较器501的输出端、第 二输入端连接至所述开关组件对应的信号输入端（图中所示为HIN1端口）、输出端连接至第一驱动电路4409，用于在接收到所述第一启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第一驱动电路4409；第二逻辑电路504，所述第二逻辑电路504的第一输入端连接至所述第二电压比较器502的输出端、第二输入端连接至所述信号输入端、输出端连接至第二驱动电路4410，用于在接收到所述第二启动信号的情况下，将来自所述信号输入端的信号输出至所述第二驱动电路4410；其中，所述第一驱动电路4409用于对所述任一IGBT管4121进行驱动、所述第二驱动电路4410用于对所述低功耗开关元件4111进行驱动。
在该技术方案中，可以分别采用独立的驱动电路来实现对IGBT管4121和低功耗开关元件4111的驱动，因而可以控制是否将信号输入端的信号输出至第一驱动电路4409或第二驱动电路4410，从而确保在智能功率模块处于不同工作频率下时，能够准确地将信号输入端的信号输出至相应的驱动电路，以驱动IGBT管4121或低功耗开关元件4111进入工作状态。
同样地，当IGBT管4121和低功耗开关元件4111采用独立的驱动电路时，由于低功耗开关元件4111所需的驱动电压和电流较小（相对于IGBT管），因而相应的第二驱动电路4410的驱动能力可以更小、内部的驱动元件的尺寸也可以更小，从而有助于缩小第二驱动电路4410的占用面积，降低智能功率模块的生产成本。
（三）整体电路结构
图9A是图7所示实施例对应的智能功率模块的结构示意图。
如图9A所示，假定仅在智能功率模块中的U相、V相、W相的下桥臂进行基于本发明的功耗控制，以对本发明的实施例二中的智能功率模块的整体电路结构进行说明。
当然，本领域技术人员应该理解的是：无论是智能功率模块中的上桥臂或下桥臂中的任意数量的IGBT管，都可以采用本发明的技术方案，实现有效的功耗控制。
那么，基于图9A所示的智能功率模块的结构如下：
输出选通电路4400的电源正端VCC端作为所述智能功率模块4100的低压区供电电源正端VDD，VDD一般为15V。
所述输出选通电路4400的第一输入端HIN1作为所述智能功率模块4100的U相上桥臂输入端UHIN；所述输出选通电路4400的第二输入端HIN2作为所述智能功率模块4100的V相上桥臂输入端VHIN；所述输出选通电路4400的第三输入端HIN3作为所述智能功率模块4100的W相上桥臂输入端WHIN；所述输出选通电路4400的第四输入端LIN1作为所述智能功率模块4100的U相下桥臂输入端ULIN；所述输出选通电路4400的第五输入端LIN2作为所述智能功率模块4100的V相下桥臂输入端VLIN；所述输出选通电路4400的第六输入端LIN3作为所述智能功率模块4100的W相下桥臂输入端WLIN；所述输出选通电路4400的第七输入端ITRIP作为所述智能功率模块4100的切换信号输入端ISO；所述输出选通电路4400的电源负端GND作为所述智能功率模块4100的低压区供电电源负端COM。
所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源正端VB1与电容4133的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源正端UVB；所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源负端VS1与所述电容4133的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源负端UVS。
所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源正端VB2与电容4132的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源正端VVB；所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源负端VS2与所述电容4132的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源负端VVS。
所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源正端VB3与电容4131的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源正端WVB；所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源负端VS3与所述电容4131的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源负端WVS。
所述输出选通电路4400的UHO端与IGBT管4121的栅极相连，所述IGBT管4121的集电极与FRD管4111的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4121的射极与所述FRD管4111的阳极相连并接所述智能功率模块4100的UVS端。
所述输出选通电路4400的VHO端与IGBT管4122的栅极相连，所述IGBT管4122的集电极与FRD管4112的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4122的射极与所述FRD管4112的阳极相连并接所述智能功率模块4100的VVS端。
所述输出选通电路4400的WHO端与IGBT管4123的栅极相连，所述IGBT管4123的集电极与FRD管4113的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4123的射极与所述FRD管4113的阳极相连并接所述智能功率模块4100的WVS端。
所述智能功率模块4100的ULO1端与IGBT管4124的栅极相连，所述智能功率模块4100的ULO2端与NMOS管4114的栅极相连；所述IGBT管4124的集电极与所述高压NMOS管4114的漏极相连并接所述智能功率模块4100的UVS端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4114的衬底和源极相连并接所述智能功率模块4100的UN端。
所述智能功率模块4100的VLO1端与IGBT管4125的栅极相连，所述智能功率模块4100的VLO2端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述智能功率模块4100的VVS端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接智能功率模块4100的VN端。
所述智能功率模块4100的WLO1端与IGBT管4125的栅极相连，所述智能功率模块4100的WLO2端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述智能功率模块4100的WVS端，所述IGBT管4125的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接所述智能功率模块4100的WN端。
图9B是图9A所示的智能功率模块中的输出选通电路的结构示意 图。
如图9B所示，作为一种较为优选的实施方式，图9A中的智能功率模块4100中的输出选通电路4400（以U相、V相和W相的下桥臂为例）的具体结构可以为：
所述输出选通电路4400的低压区供电电源正端VCC与电阻5202的一端、UL驱动电路5014的低压区供电电源正端、VL驱动电路5015的低压区供电电源正端、WL驱动电路5016的低压区供电电源正端相连。
所述电阻5202的另一端与电压比较器5111的正输入端、电压比较器5113的正输入端、电压比较器5121的正输入端、电压比较器5123的正输入端、电压比较器5131的正输入端、电压比较器5133的正输入端、电阻5201的一端、电阻5203的一端相连。
电压源5110的正端与所述电压比较器5111的负端相连，所述电压源5110的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；电压源5112的正端与所述电压比较器5113的负端相连，所述电压源5112的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；所述电压比较器5111的输出端与与门5115一个输入端相连，所述与门5115的另一输入端与所述输出选通电路4400的ULIN端相连；所述电压比较器5113的输出端与与门5114一个输入端相连，所述与门5114的另一输入端与所述输出选通电路4400的ULIN端相连；所述与门5115的输出端与所述UL驱动电路5014的输入端相连，所述UL驱动电路5014的输出端与所述输出选通电路4400的ULO1端相连；所述与门5114的输出端与所述UL驱动电路5024的输入端相连，所述UL驱动电路5024的输出端与所述输出选通电路4400的ULO2端相连。
电压源5120的正端与所述电压比较器5121的负端相连，所述电压源5120的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；电压源5122的正端与所述电压比较器5123的负端相连，所述电压源5122的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；所述电压比较器5121的输出端与与门5125一个输入端相连，所述与门5125的另一输入端与所述输出选通电路4400的VLIN端相连；所述电压比较器 5123的输出端与与门5124一个输入端相连，所述与门5124的另一输入端与所述输出选通电路4400的VLIN端相连；所述与门5125的输出端与所述VL驱动电路5015的输入端相连，所述VL驱动电路5015的输出端与所述输出选通电路4400的VLO1端相连；所述与门5124的输出端与所述VL驱动电路5025的输入端相连，所述VL驱动电路5025的输出端与所述输出选通电路4400的VLO2端相连。
电压源5130的正端与所述电压比较器5131的负端相连，所述电压源5130的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；电压源5132的正端与所述电压比较器5133的负端相连，所述电压源5132的负端接所述输出选通电路4400的低压区最低电位参考点GND；所述电压比较器5131的输出端与与门5135一个输入端相连，所述与门5135的另一输入端与所述输出选通电路4400的WLIN端相连；所述电压比较器5133的输出端与与门5134一个输入端相连，所述与门5134的另一输入端与所述输出选通电路4400的WLIN端相连；所述与门5135的输出端与所述WL驱动电路5016的输入端相连，所述WL驱动电路5016的输出端与所述输出选通电路4400的WLO1端相连；所述与门5134的输出端与所述WL驱动电路5026的输入端相连，所述WL驱动电路5026的输出端与所述输出选通电路4400的WLO2端相连。
NMOS管5200的漏极与所述电阻5203的另一端相连，所述NMOS管5200的衬底与源极相连并接所述电阻5201的另一端，并接GND；所述NMOS管5200的栅极与电压比较器5300的输出端相连，所述电压比较器5300的正输入端连接至电流源5400、负输入端连接至端口ITRIP。
所述UL驱动电路5014、UL驱动电路5024的低压区供电电源负端、所述VL驱动电路5015、VL驱动电路5025的低压区供电电源负端、所述WL驱动电路5016、WL驱动电路5026的低压区供电电源负端相连，并接GND。
（四）工作原理
由于上桥臂U、V、W三相结构完全相同且参数设置完全一致，以及下桥臂U、V、W三相结构完全相同且参数设置完全一致，此处仅以U相 下桥臂为例进行说明：
1、当智能功率模块4100工作在高频时，ITRIP端口输入高电平、电压比较器5300输出低电平，所述NMOS管5200关断，设所述电阻5201的阻值为R1、所述电阻5202的阻值为R2、所述电阻5203的阻值为R3，则图9B中A点的电压VA为：
VA=R1R1+R2&CenterDot;VCC]]>
假定所述电压源5110的电压值为V1，所述电压源5112的电压值为V2，设计V1和V2的值，使V1<VA、V2<VA，从而使所述电压比较器5111和电压比较器5113输出高电平，ULIN的信号经过所述与门5115和所述与门5114后，在所述与门5115和所述与门5114的输出端分别产生与ULIN相同的信号，以分别控制所述UL驱动电路5014和所述UL驱动电路5024。
2、当智能功率模块4100工作在低频时，ITRIP端口输入低电平、电压比较器5300输出高电平，所述NMOS管5200导通，则图9B中A点的电压VA为：
VA=R1||R3R1||R3+R2&CenterDot;VCC]]>
设计V1和V2的值，使V1>VA、V2<VA，从而使所述电压比较器5111输出低电平而所述电压比较器5113输出高电平，此时，无论ULIN的信号如何，所述与门5115恒定输出低电平，而所述与门5114的输出则与ULIN信号同步，所述UL驱动电路5014的输入恒为低电平，使所述UL驱动电路5014的输出也相应地恒为低电平，因此所述IGBT管4124恒关断，而所述UL驱动电路5024的输出受ULIN控制，使所述高压NMOS管4114在ULIN的作用下保证正常通断。
其中，所述UL驱动电路5024的电路结构可以与所述UL驱动电路5014的电路结构完全相同；但由于所述高压NMOS管4114的栅电容一般会小于所述IGBT管4124的栅电容，因此出于降低成本的考虑，也可以适当降低所述UL驱动电路5024的输出能力，同样能够控制所述高压NMOS管4114在ULIN作用下的通断控制。
（五）参数选择
V1可考虑设计为11V，V2可考虑可设计成9V，R1可考虑设计为130kΩ，R2可考虑设计为20kΩ，R3可考虑设计为58kΩ，则，
当ITRIP端输入高电平时，VA=13V，满足VA>V1，VA>V2；
当ITRIP端输入低电平时，VA=10V，满足VA<V1，VA>V2。
由于R1、R2、R3的取值都很大，无论所述NMOS管5200开通抑或关断，流过该电阻支路的电流都是μA级别，使系统的静态功耗可以控制在很低的水平；同时，V1和V2的取值较大，是为了避免地线电流噪声引起误触发。
当然，这里的取值仅为一种较为优选的实施方式，本领域技术人员应该理解的是，可以根据实际情况和需求而选用其他数值，以实现相同的控制效果。
本发明还提出了一种智能功率模块，包括如上述技术方案中任一项所述的功耗控制电路。
本发明还提出了一种变频家电，包括如上述技术方案所述的智能功率模块，比如变频空调、变频冰箱、变频洗衣机等。
以上结合附图详细说明了本发明的技术方案，本发明提出了一种功耗控制电路、一种智能功率模块和一种变频家电，可以实现以下技术效果：
当智能功率模块需要产生较大的驱动电流时，智能功率模块可以提供具有足够的电流能力的通断元件，因为系统需要大的驱动电流时，总是希望快速获得足够的能量而对功耗关注较少，所以即使此时的开关损耗较高，也并不影响系统综合性能评价。
当智能功率模块需要产生较小的驱动电流时，智能功率模块可以提供开关损耗较小的通断元件，因为系统需要较小的驱动电流时，总是希望获得更少的能耗，所以，在电流能力满足系统要求的情况下，更小的开关损耗能够提高系统综合性能评价。
在小电流时，本发明的智能功率模块能够及时切换成只有开关损耗更小的小电流能力通断元件工作的模式，能有效降低智能功率模块的能耗；而在大电流时，本发明的智能功率模块又能够及时切换成具有较大电流能力的通断元件和具有较小电流能力的通断元件同时工作的模式，避免因电 流过大造成的元件损伤，有效提高智能功率模块的健壮性，避免智能功率模块因追求低能耗而造成过流击穿等负面影响，从而使智能功率模块的综合性能得到提高。
同时，由于使用高压NMOS管作为小电流时的通断元件，可直接利用高压NMOS管自身的寄生二极管作为反并联二极管，使下桥臂无需再使用FRD管，在通断元件方面，本发明与现有技术相比，成本增加非常有限；此外，根据不同的电流能力需求切换不同的通断元件，不再对大电流通断元件提出苛刻的开关特性要求，能够低成本实现智能功率模块的小电流下的小能耗，使低功耗智能功率模块的民用化成为可能。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。