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1、(10)申请公布号 CN 102812641 A (43)申请公布日 2012.12.05 CN 102812641 A *CN102812641A* (21)申请号 201180005265.5 (22)申请日 2011.08.22 102010035243.8 2010.08.22 DE H03L 7/185(2006.01) H03L 7/23(2006.01) (71)申请人 克洛纳测量技术有限公司 地址 德国杜伊斯堡 (72)发明人 T. 穆施 N. 波尔 (74)专利代理机构 中国专利代理(香港)有限公 司 72001 代理人 杜荔南 李家麟 (54) 发明名称 用于生成形成宽带频。
2、率斜坡的高频输出信号 的电路装置 (57) 摘要 描述和示出了一种用于生成形成宽带频率斜 坡的高频输出信号的电路装置， 具有参考振荡器 （1） 、 相位检测器 （2） 、 环路滤波器 （3） 、 用于生成 输出信号的 VC 振荡器 （4） 、 分频器 （5） 、 下混频器 （7） 、 以及用于生成本地振荡器信号的本地振荡器 （8） ， 其中参考振荡器 （1） 、 相位检测器 （2） 、 环路 滤波器 （3） 、 VC 振荡器 （4） 、 分频器 （5） 以及下混频 器 （7） 属于相位调节回路， 分频器 （5） 和下混频器 （7） 处于相位调节回路的反馈路径中， 下混频器 （7） 将输出信号和。
3、本地振荡器信号混合， 并且输出 信号的频率能够通过改变分频器 （5） 的分频比来 调节。 根据本发明， 借助于本地振荡器信号的可调 节的频率来改善输出信号的特征曲线。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 2012.06.29 (86)PCT申请的申请数据 PCT/EP2011/004209 2011.08.22 (87)PCT申请的公布数据 WO2012/031684 DE 2012.03.15 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 6 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 6 页。
4、 1/1 页 2 1. 一种用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的电路装置， 具有参考振荡器、 相 位检测器、 优选环路滤波器、 用于生成输出信号的压控振荡器 （ VC 振荡器） 、 分频器、 下混 频器、 以及用于生成本地振荡器信号的本地振荡器， 其中参考振荡器、 相位检测器、 必要时 环路滤波器、 VC 振荡器、 分频器以及下混频器属于相位调节回路， 分频器和下混频器处于相 位调节回路的反馈路径中， 下混频器将输出信号和本地振荡器信号混合， 并且输出信号的 频率能够通过改变分频器的分频比来调节 ； 其特征在于， 借助于本地振荡器信号的可调节的频率来改善输出信号的特征曲线。 2. 根据权利。
5、要求 1 所述的电路装置， 其特征在于， 本地振荡器 （8） 是压控的。 3. 根据权利要求 2 所述的电路装置， 其特征在于， 本地振荡器 （8） 配备有相位调节回 路。 4. 根据权利要求 3 所述的电路装置， 其特征在于， 能够通过本地振荡器 （8） 的相位调节 回路的反馈路径中的具有可变分频比的分频器来调节本地振荡器信号的频率。 5. 根据权利要求 3 或 4 所述的电路装置， 其特征在于， 本地振荡器 （8） 的相位调节回路 作为参考具有自己的参考振荡器或者一并使用初级参考振荡器 （1） 。 6.根据权利要求1至5之一所述的电路装置， 其特征在于， 本地振荡器信号的频率高于 下混频器。
6、 （7） 的输入信号的频率。 7. 根据权利要求 1 至 6 之一所述的电路装置， 其特征在于， VC 振荡器 （4） 和本地振荡 器 （8） 被实现为具有集成的 LC 共振元件的集成电路。 8. 根据权利要求 1 至 7 之一所述的电路装置， 其特征在于， 至少 VC 振荡器 （4） 和本地 振荡器 （8） 被实现在同一芯片上。 9. 根据权利要求 1 至 8 之一所述的电路装置， 其特征在于， 在 VC 振荡器 （4） 与下混频 器 （7） 之间设置预分频器 （9） 。 10. 根据权利要求 8 和 9 所述的电路装置， 其特征在于， 预分频器 （9） 也附加地被实现 在同一芯片上。 11。
7、. 根据权利要求 8 至 10 之一所述的电路装置， 其特征在于， 下混频器 （7） 也附加地被 实现在同一芯片上。 权 利 要 求 书 CN 102812641 A 2 1/5 页 3 用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的电路装置 技术领域 0001 本发明涉及一种用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的电路装置， 具有参 考振荡器、 相位检测器、 优选环路滤波器、 用于生成输出信号的压控振荡器 （ VC 振荡器） 、 分频器、 下混频器、 以及用于生成本地振荡器信号的本地振荡器， 其中参考振荡器、 相位检 测器、 必要时环路滤波器、 VC 振荡器、 分频器以及下混频器属于相位调节回路，。
8、 分频器和下 混频器处于相位调节回路的反馈路径中， 下混频器将输出信号和本地振荡器信号混合， 并 且输出信号的频率可以通过改变分频器的分频比被调节。 背景技术 0002 用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的电路装置是多重公知的 （参见德 国公开文献 100 65 657 和 10 2004 032 130、 美国专利文献 5,642,066 和美国公开文 献 2008/0061891 以及文献引用 “A High Precision 24-GHz FMCW Radar Based on a Fractional-N Ramp-PLL” ， IEEE TRANSACTION ON INSTR。
9、UMENTATION AND MEASUREMENT, 第 52卷， NO.2， 2003年4月，“SiGe Bipolar VCO With Ultra-Wide Tuning Range at 80 GHz Center Frequency” , IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, 第 44 卷， NO.10， 2009 年 10 月） 。 0003 所述类型的电路装置被用于现代 FMCW 雷达系统即用于调频连续波雷达、 用 于具有高精度、 分辨率和动态特性的距离和速度测量。缩写 FMCW 源自英语术语 Frequency Modulated Con。
10、tinues Wave（调频连续波） （参见维基百科 “FMCW 雷达” ） 。 0004 对于 FMCW 系统来说需要一种电路装置， 该电路装置的高频输出信号具有周期性、 线性地上升和/或下降的频率。 所述类型电路装置的高频输出信号其频率具有周期性、 线性地上升和 / 或下降的频率在上面用频率斜坡来表示并且在后面也用斜坡来表示。 0005 针对具有高局部分辨率和良好天线波束的应用， 近年来对毫米波范围中的频带进 行了标准化。针对汽车应用， 开放了 76GHz 至 81GHz 的频带， 并且针对工业液面测量， 甚至 开放了 10GHz 宽的从 75GHz 至 85GHz 的频带。 0006 图。
11、 1 示出属于现有技术的所述类型的电路装置， 其具有参考振荡器 1、 相位检测器 2、 环路滤波器 3、 用于生成高频输出信号的压控振荡器即 VC 振荡器 4、 分频器 5 以及控 制单元 6。 0007 图 2a 示出了高频输出信号、 即输出信号的频率 f 随时间 t 的所期望的线性频率斜 坡。而图 2b 示出了 VC 振荡器的调谐特征曲线的典型非线性变化曲线。 0008 在图1所示的属于现有技术的电路装置中， 作为参考振荡器1设置有石英振荡器， 并且相位检测器 2、 环路滤波器 3、 VC 振荡器 4、 分频器 5 和控制单元 6 形成相位调节回路 （通常英语缩写为 ： PLL） 。在根据。
12、图 1 的电路装置中， 实现了常见的单环路 PLL。在此， 在假 定利用环路滤波器 3 进行稳定调节的情况下， 相位检测器 2 处的两个输入信号的相位差被 调节为 0。 0009 下面将用 N 表示分频因子的倒数值。因此， 分频器 5 处的输出频率对应于输入频 说 明 书 CN 102812641 A 3 2/5 页 4 率的 N 倍 ： 为了生成频率斜坡， 在最简单的情况下通过控制单元 6 将分频器 5 在每个脉冲节拍提 高一个值。通过环路滤波器 3 的平滑低通特性， 由此得出线性化的频率斜坡。分数的分频 因子序列的使用还允许改变合理的值， 并且由此在选择频率斜坡的斜率及其时长时实现进 一步。
13、的自由度。 0010 现在在下面根据环路放大来观察之前所述的相位调节回路的调节和稳定特性。 0011 针对相位检测器 2 得出平均输出电压， 该平均输出电压以 KPD与两个输入信号 （即 来自参考振荡器 1 的输入信号和来自分频器 5 的输入信号） 的相位差成比例。相位检测器 2 的输出电压在环路滤波器 3 中被滤波， 并且输送给 VC 振荡器 4 作为其输入电压。VC 振荡 器 4 于是输出高频输出信号， 其频率对应于输入电压即来自相位检测器 2 的被环路滤 波器 3 滤波的输出电压。图 2b 中示出了 VC 振荡器 4 处的输入电压与 VC 振荡器 4 的高频 输出信号的频率之间的关联。 。
14、0012 VC 振荡器 4 处的输入电压与 VC 振荡器 4 的高频输出信号的频率之间的关联可以 在工作频率附近被线性化地通过比例因子 KVCO来描述。因此， 针对 VC 振荡器 4， 相对于其具 有 KVCO/s 的输出相位， 得出积分特性。如果在相位调节回路、 即反馈路径中加入分频器 5 的 分频因子， 则得出整个调节回路的环路放大 ： H环路（s） 为了还能够调整跳跃式的频率误差以及由此调整线性升高的相位误差， 环路滤波器 3 必须具有主要为积分的特性。但是因为通过 VC 振荡器 4 的固有积分， 相位保留已经被减少 到 90 , 因此必须针对在环路放大的通过频率处对环路滤波器 3 确定。
15、大小通过相位提升 元件来提高相位保留。但是在该频率范围中， 环路滤波器 3 偏离积分特性， 由此得出差的调 节、 尤其是对输入侧相位噪声的较差的干扰抑制。 出于该原因， 具有提高的相位保留的该频 率范围应当仅仅限定通过频率周围的狭窄范围， 这仅仅在环路放大在频率斜坡内为恒定时 是可能的。 0013 如果将相位调节回路用于通过切换反馈路径中的分频因子 N 来生成频率斜坡， 则 这导致环路放大的改变。一方面， 分频因子 N 直接进入环路放大， 另一方面， 经改变的输出 频率导致VC振荡器4的调谐坡度的变化 （参见图2b） 。 两个效果在相同方向产生不利影响， 并且因此相互增强。在低频时， 根据图 。
16、2b 的 VC 振荡器 4 具有最高的调谐坡度， 该调谐坡度 除以分频因子 N 的最小值。而在高频时， 小的调谐坡度除以大的分频因子 N。这可能导致环 路放大以大于 10:1 的因子发生改变。 0014 但是一般可能的是， 环路滤波器 3 的大小被确定为使得在环路放大发生大改变时 得出鲁棒的调节， 但是这样的话必须接受在其余的调节特性、 尤其是在近载波相位噪声的 稳定化方面的缩减。 0015 在现有技术中公知有通过 VC 振荡器 4 处的输入电压的非线性失真来使环路放大 保持恒定的方案。这可以通过数字或模拟电路来进行 （参见美国公开文献 2008/0,061,891 以及USA专利文献5,64。
17、2,066） ， 由此可以根据所选PLL方案来补偿几乎任意的非线性形状。 说 明 书 CN 102812641 A 4 3/5 页 5 但是带宽非常大的频率斜坡也要求具有非常大的调谐带宽的 VC 振荡器， 这仅能通过大的 调谐坡度来实现。该大的调谐坡度引起 ： 调谐电压、 即 VC 振荡器处的输入电压的边缘干扰 如其不可避免地对每个模拟或数字电路所导致的那样已经造成高频输出信号的频率调制， 使得在 PLL 中针对宽带频率斜坡， 相位检测器 2 直到 VC 振荡器 4 的路径非常不利地带来附 加的电路。 发明内容 0016 在对之前已经详述的内容的考虑下， 本发明所基于的任务是， 从本发明出发，。
18、 以实 现高频输出信号的频率的更佳线性为目的改进用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信 号的电路装置。 0017 解决之前导出的和示出的任务的本发明电路装置的特征首先并且主要在于， 借助 于本地振荡器的可调节的频率来改善输出信号的特征曲线。 0018 本发明的核心是相位调节回路， 其中在反馈路径中作为下混频器引入反转位置混 频器 （Kehrlagemischer） ， 使得在相位调节回路的环路放大中， 利用 VC 振荡器的调谐坡度 来补偿分频因子的改变。这使得能够以良好的调节特性使 VC 振荡器在非常宽的频率范围 中稳定化。尤其是对于在高频时、 即在毫米波范围、 例如 80GHz 范围中的使用，。
19、 由于 VC 振荡 器 4 的基本上较差的噪声特性， 需要良好的稳定化。 0019 在根据本发明的电路装置中， 本地振荡器可以是压控的， 其也可以配备有相位调 节回路。 0020 根据本发明的另一教导， 本地振荡器信号的频率可以通过本地振荡器的相位调节 回路的反馈路径中的具有可变分频比的分频器来调节。 本地振荡器的相位调节回路也可以 具有自己的参考振荡器作为参考或者一并使用初级需要的参考振荡器。 0021 另外， 在根据本发明的电路装置中， 本地振荡器的频率优选高于下混频器的输入 信号的频率、 即 VC 振荡器的频率。 0022 为了符合部件标准地实现根据本发明的电路装置， 适当的是， 将 V。
20、C 振荡器和本地 振荡器实现为具有集成LC共振元件的集成电路。 如下的实施方式是成本有利的 ： 其中至少 VC 振荡器和本地振荡器实现在同一芯片上。此外推荐的是， 通过附加的相位调节回路来使 本地振荡器稳定化。 0023 如所详述的那样， 属于作为本发明出发点的电路装置、 由此还属于本发明电路装 置的有分频器。但是适当的可以是， 通过总归要设置的分频器和附加的预分频器其处 于 VC 振荡器与下混频器之间来实现总体上期望的分频比。 0024 如果 VC 振荡器和本地振荡器实现在同一芯片上、 如之前所示那样附加地设置预 分频器 （Frenquenzvorteiler） ， 则所推荐的是， 将预分频。
21、器实现在上面还实现了 VC 振荡器 和本地振荡器的芯片上。最后， 还可以附加地将下混频器实现在上面还实现了 VC 振荡器和 本地振荡器、 可能还有预分频器的芯片上。 0025 之前被描述为优选的高度集成一方面通过减小接口数目最小化了成本， 并且另一 方面实现了节省电流的实现方式， 该节省电流的实现方式将用于供电和冷却的附加成本保 持得低并且实现了具有严格受限的能量预算的应用。尤其是在工业测量技术中， 在使用 2 线统一信号时可用的电功率是高度受限的。 说 明 书 CN 102812641 A 5 4/5 页 6 附图说明 0026 现在具体存在构造和扩展根据本发明的电路装置的不同可能性。 关此。
22、参阅置于权 利要求 1 之后的权利要求 2 至 11、 以及附图中所示的实施例。 0027 图 3 示意性示出了用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的本发明电路装 置的优选实施例 ； 图 4 示出了阐述本发明所基于的原理的图形化图示 ； 以及 图 5 再次示出了用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的电路装置的优选实施 例。 具体实施方式 0028 图3和5示出了用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的本发明电路装置的 优选实施例。属于该电路装置的有 ： 参考振荡器 1、 相位检测器 2、 环路滤波器 3、 用于生成 高频输出信号的压控振荡器即 VC 振荡器 4、 具有所分配的控制单元 6 。
23、的分频器 5（利 用所述控制单元 6 可以调节分频器 5 的分频因子 N） 、 下混频器 7、 以及用于生成本地振荡器 信号的本地振荡器 8。在此， 参考振荡器 1、 相位检测器 2、 环路滤波器 3、 VC 振荡器 4、 分频 器 5 和下混频器 7 属于相位调节回路， 下混频器 7 和分频器 5 处于相位调节回路的反馈路 径中， 下混频器 7 将 （VC 振荡器 4 的） 输出信号和本地振荡器信号相混合， 并且输出信号、 即 VC 振荡器 4 的输出信号的频率可以通过改变分频器 5 的分频比、 即借助于控制单元 6 来调 节。 0029 根据本发明的电路装置的特点首先和主要在于， 可以借助。
24、于本地振荡器信号的可 调节的频率来改善、 即线性化输出信号的特征曲线。 0030 作为补充， 对图 3 中的实施例成立的是， 附加于分频器 5 设置、 具体而言在 VC 振荡 器 4 与下混频器 9 之间设置预分频器 9。如果例如电路装置的大小总体上被确定为使得 VC 振荡器 4 的输出信号的频率为 80GHz， 则可能有利的是， 将预分频器实现为使得预分频器 9 的输出信号下混频器7的输入信号仅为20MHz， 并且在不受下混频器7的影响的情况下从 分频器 5 处的具有 20GHz 的输入信号中取得 20MHz 的输出信号。因此， 反馈路径中的 “总体 上的分频器” 由高频的固定预分频器 9 。
25、和低频的可编程分频器 5 构成。 0031 在根据图 3 的实施例中， 在预分频器 9 与分频器 5 之间存在可由控制单元 6 编程 的下混频器 7。 0032 一般而言， 在相位调节回路中常常使用混频器， 因为由此可以降低 VC 振荡器 4 的 近载波相位噪声。常规的正常位置混频器 （Gleichlagemischer） 的方案由于对分频器 5 的 值相对较大的改变而显著扩大了 PLL 中的环路放大的变化， 因此在根据本发明的电路装置 中以反转位置使用下混频器。 上面针对简单相位调节回路所说明的环路放大的公式保持为 在此所观察到的经线性化的形式。仅须用积 P N 代替分频因子 N。但是必须注。
26、意， 现在在 大的调谐坡度的情况下、 即在小频率时， 得出大的分频因子， 使得导致补偿效果。本地振荡 器信号的频率的大小确定作为用于实现最优补偿效果的自由度得以保留。 0033 图 4 示出了根据本发明已经实现的 ： 图 4a 示出了 VC 振荡器 4 关于频率的调谐坡度， 该频率通过频率反转位置中的下混频 说 明 书 CN 102812641 A 6 5/5 页 7 器 7 被镜像化 （这在图 4b 中予以示出） ， 使得其与分频因子的倒数值具有相反的变化曲线。 图 4c 示出了在对本地振荡器信号的频率的最优选择时调谐坡度和反馈分频因子之商的所 得到的变化曲线的示意图。 0034 图 5 示。
27、出了用于生成形成宽带频率斜坡的高频输出信号的本发明电路装置的特 别优选的实施例。 在该实施例中， 如在根据图3的实施例中那样， 首先设置有参考振荡器1、 相位检测器 2、 环路滤波器 3、 VC 振荡器 4、 分频器 5、 分配给分频器 5 的控制单元 6、 下混频 器 7、 本地振荡器 8 和预分频器 9。利用图 5 所示的根据本发明的电路装置的实施例， 实现 了具有宽带的高度线性的频率斜坡， 这在参考文献中还未有相近的描述。 0035 在根据图 5 的实施例中， 本地振荡器 8 如 VC 振荡器 4 那样是压控的， 并且配备有 相位调节回路， 属于该相位调节回路的有相位检测器 10、 环路。
28、滤波器 11 和分频器 12。通过 具有分频因子为4的预分频器9， 下混频器7和本地振荡器8的工作频率被减小为使得其可 以以较小成本实现。用于使 VC 振荡器 4 和本地振荡器 8 稳定化的输出频率低于 7GHz， 使得 PLL 可以在广泛选择低成本的商业性的 PLL 模块的情况下实现。为了生成斜坡，（以分数方 式） 改变 VC 振荡器 4 的 PLL 中的分频器 5， 而本地振荡器 8 的 PLL 以固定频率工作， 并且为 了良好的相位噪声可以以高参考频率运行。 0036 另外， 在根据图 5 的实施例中， 还设置有另外的分频器 13、 14 和 15， 其功能可以对 于专业人员是容易看出的。
29、。 0037 根据本发明的电路装置的第一工作模式已经证实了系统方案的功能， 并且使得能 够使 VC 振荡器 4 几乎在其具有 22GHZ 以上调谐宽度的整个调谐范围中在相位噪声同时良 好的情况下稳定化。通过温度和制造波动， 在实际中能够预期调谐范围的减小。环路放大 的变化如此小， 使得该变化在针对环路滤波器3的设计时被忽略， 从而该环路滤波器3可以 被优化到良好的相位噪声。所实现的电路装置在 5V 的供电时具有仅仅 100mA 的电流消耗。 说 明 书 CN 102812641 A 7 1/6 页 8 图 1 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 8 2/6 页 9 图 2a 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 9 3/6 页 10 图 2b 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 10 4/6 页 11 图 3 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 11 5/6 页 12 图 4a 图 4b 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 12 6/6 页 13 图 4c 图 5 说 明 书 附 图 CN 102812641 A 13 。