马达控制装置.pdf

《马达控制装置.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《马达控制装置.pdf（22页珍藏版）》请在专利查询网上搜索。

1、(10)申请公布号 CN 103001568 A (43)申请公布日 2013.03.27 CN 103001568 A *CN103001568A* (21)申请号 201210342348.X (22)申请日 2012.09.14 2011-201776 2011.09.15 JP H02P 21/05(2006.01) H02P 21/14(2006.01) H02P 27/08(2006.01) (71)申请人 株式会社东芝 地址 日本东京都 (72)发明人 李树婷 前川佐理 (74)专利代理机构 永新专利商标代理有限公司 72002 代理人 夏斌 陈萍 (54) 发明名称 马达控制装。

2、置 (57) 摘要 一种马达控制装置， 在抑制噪音的同时检测 各相电流。将电流检测元件与变换器电路的直流 侧连接而产生与电流值对应的信号， PWM 信号生 成单元基于马达的相电流来确定转子位置， 以跟 踪该转子位置的方式生成3相的PWM信号脉冲。 在 电流检测单元基于电流检测元件中产生的信号和 PWM 信号脉冲来检测马达的相电流的情况下， PWM 信号生成单元以电流检测单元能够在 PWM 信号的 载波周期内在固定的 2 个定时检测 2 相的电流的 方式生成3相的PWM信号脉冲， 电流判断单元判断 检测到的 3 相电流的大小关系， 当将电流值为最 小的相的通电期间作为最小通电期间时， 从各相 的。

3、 PWM 信号脉冲减去最小通电期间， 并加上最小 电流检测间隔的 2 倍而进行修正。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 12 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 12 页 1/2 页 2 1. 一种马达控制装置， 经由变换器电路对马达进行驱动， 该变换器电路通过按照规定 的 PWM 信号图形来对 3 相桥接的多个开关元件进行导通截止控制， 由此将直流变换为 3 相 交流， 该马达控制装置的特征在于， 具备 ： 电流检测元件， 与所述变换器电路的直流侧连接， 产生与电流值相对。

4、应的信号 ； PWM 信号生成单元， 基于所述马达的相电流来确定转子位置， 以跟踪所述转子位置的方 式生成 3 相的 PWM 信号脉冲 ； 电流检测单元， 基于在所述电流检测元件中产生的信号和所述 PWM 信号图形， 检测所 述马达的相电流 ； 以及 电流判断单元， 判断所检测到的 3 相电流的大小关系， 所述 PWM 信号生成单元， 以所述电流检测单元能够在所述 PWM 信号的载波周期内在固 定的 2 个定时检测到 2 相的电流的方式生成 3 相的 PWM 信号脉冲， 并且在将能够检测到所 述 2 相的电流的所述 2 个定时的最小间隔作为最小电流检测间隔、 将检测到的所述 3 相电 流中的电。

5、流值为最小的相的通电期间作为最小通电期间时， 从所述各相的 PWM 信号脉冲中 减去所述最小通电期间， 并且加上所述最小电流检测间隔的 2 倍而进行修正。 2. 一种马达控制装置， 经由变换器电路对马达进行驱动， 该变换器电路通过按照规定 的 PWM 信号图形来对 3 相桥接的多个开关元件进行导通截止控制， 由此将直流变换为 3 相 交流， 该马达控制装置的特征在于， 具备 ： 电流检测元件， 与所述变换器电路的直流侧连接， 产生与电流值相对应的信号 ； PWM 信号生成单元， 基于所述马达的相电流来确定转子位置， 以跟踪所述转子位置的方 式生成 3 相的 PWM 信号脉冲 ； 电流检测单元，。

6、 基于在所述电流检测元件中产生的信号和所述 PWM 信号脉冲， 检测所 述马达的相电流 ； 以及 电流判断单元， 判断所检测到的 3 相电流的大小关系， 所述 PWM 信号生成单元， 以所述电流检测单元能够在所述 PWM 信号的载波周期内在固 定的 2 个定时检测到 2 相的电流的方式生成 3 相的 PWM 信号脉冲， 并且在将能够检测到所 述 2 相的电流的所述 2 个定时的最小间隔作为最小电流检测间隔、 将检测到的所述 3 相电 流中的电流值为最大的相的通电期间作为最大通电期间时， 从所述各相的 PWM 信号脉冲中 减去所述最大通电期间， 并且加上 PWM 控制周期与所述最小电流检测间隔的。

7、 2 倍之差而进 行修正。 3. 如权利要求 1 或 2 所述的马达控制装置， 其特征在于， 所述 PWM 信号生成单元， 对于 3 相的 PWM 信号脉冲中的 1 相， 以所述载波周期的任意相 位为基准而使负载向延迟侧、 前进侧的双方向增减， 对于另 1 相， 以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、 前进侧的任一方 向增减， 对于剩下的 1 相， 以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向所述方向的相反方向 增减。 4. 如权利要求 3 所述的马达控制装置， 其特征在于， 权 利 要 求 书 CN 103001568 A 2 2/2 页 3 所述 PWM 信号生成单元， 基于载波的振。

8、幅成为最大或最小的相位来设定所述各相的相 位的基准。 权 利 要 求 书 CN 103001568 A 3 1/7 页 4 马达控制装置 技术领域 0001 本发明的实施方式涉及一种马达控制装置， 通过在变换器电路的直流部所配置的 电流检测元件来检测相电流。 背景技术 0002 在为了控制马达而对 U、 V、 W 各相的电流进行检测的情况下， 存在使用插入到变换 器电路的直流部中的 1 个分流电阻来进行电流检测的技术。在该方式中， 在对 3 相的全部 电流进行检测时， 需要在PWM(Pulse Width Modulation ： 脉宽调制)载波(carrier)的1个 周期内产生 3 相的 。

9、PWM 信号图形， 以便能够检测 2 相以上的电流。例如， 如图 13 所示 ( 使 载波为锯齿状波 )， 在 U、 V 相的负载 (duty) 相等的情况下， 在 U+(“+” 表示变换器电路的 上臂侧开关元件 ) 导通、 V+ 导通、 W+ 截止时， 能够检测 W 相的电流， 但无法检测其他相电流。 因此， 可以考虑如图 14 所示那样， 通过使某相 ( 在该情况下为 W 相 ) 的 PWM 信号的相位移 动， 由此能够始终检测 2 相以上的电流 ( 例如参照专利文献 1)。 0003 专利文献 1 ： 日本特许第 3447366 号公报 0004 但是， 当为了电流检测而使各相的PWM信。

10、号依次移动时， 如图15所示， 在从使某相 的 PWM 信号移动的图形向使其他相的 PWM 信号移动的图形转移的定时， 马达电流以阶梯状 变化。图 15(b) 将 (a) 的一部分即区间 T 放大表示， U 相电流的变化在从按照每个载波周 期交替地反复增加、 减少的 W 相反相区间向 U 相反相区间转移的定时， 连续减小 2 次， 结果 产生 (a) 所示的阶梯状的变化。此时的电流变化引起转矩的变动， 因此发生在马达驱动时 产生的噪音的电平增大的问题。 0005 为了解决该问题， 可以考虑使负载脉冲 ( 具有被赋予的负载的 PWM 信号脉冲 ) 的 相位移动， 以便能够固定 2 相的电流检测定。

11、时。但是， 当如此地使脉冲的相位移动时， 由于 变换器电路进行开关动作而在直流电源部中产生的波动的振幅变大。 当该波动的频率成为 数 kHz 程度的可听区域时， 其有时又会成为噪音的发生原因。 发明内容 0006 因此， 本发明提供一种马达控制装置， 能够在抑制由于产生波动而发生的噪音的 同时， 通过单个电流检测元件来检测向马达供给的各相的电流。 0007 根据实施方式， 提供一种马达控制装置， 经由变换器电路对马达进行驱动， 该变换 器电路通过按照规定的 PWM 信号图形来对 3 相桥接的多个开关元件进行导通截止控制， 由 此将直流变换为 3 相交流 ； 在该马达控制装置中， 将电流检测元件。

12、与变换器电路的直流侧 连接而使其产生与电流值对应的信号， PWM 信号生成单元基于马达的相电流来确定转子位 置， 并以跟踪该转子位置的方式生成 3 相的 PWM 信号脉冲。并且， 在电流检测单元基于电流 检测元件产生的信号和 PWM 信号脉冲来检测马达的相电流的情况下， PWM 信号生成单元以 电流检测单元能够在 PWM 信号的载波周期内在固定的 2 个定时检测到 2 相的电流的方式生 成 3 相的 PWM 信号脉冲。 说 明 书 CN 103001568 A 4 2/7 页 5 0008 并且， 电流判断单元判断所检测的3相电流的大小关系， 在将能够检测到2相的电 流的 2 个定时的最小间隔。

13、作为最小电流检测间隔、 将所检测的 3 相电流中的电流值为最小 的相的通电期间作为最小通电期间时， PWM 信号生成单元从各相的 PWM 信号脉冲中减去最 小通电期间， 并且加上最小电流检测间隔的 2 倍而进行修正。 0009 此外， 根据实施方式， PWM 信号生成单元为， 在将所检测的 3 相电流中的电流值为 最大的相的通电期间作为最大通电期间时， 从各相的 PWM 信号脉冲中减去最大通电期间， 并且加上 PWM 控制周期与所述最小电流检测间隔的 2 倍之差而进行修正。 附图说明 0010 图 1 是表示第一实施方式的马达控制装置的构成的功能框图。 0011 图 2 是表示 PWM 信号生。

14、成部的内部构成的功能框图。 0012 图3(a)(c)是表示各相的PWM载波和负载指令的时间图， 图3(d)是表示各相PWM 号脉冲的生成状态的时间图。 0013 图 4 是将 V 相载波为最大的相位作为基准时的与图 3(d) 相当的图。 0014 图 5(a) 是表示在 DUTY 修正部中进行的修正处理的流程图， 图 5(b)、 (c) 是表示修 正的具体数值例的图。 0015 图 6 是说明负载脉冲的修正及相位调整的图。 0016 图 7 是对于现有技术的方式和本实施方式的方式、 比较电流波动的产生状态的 图。 0017 图 8 是表示规定控制条件下的 U、 W 相负载和电流 Iv 等的图。

15、。 0018 图 9 是在以与图 8 相同的条件进行控制的情况下测定的声音波形的图。 0019 图 10 是表示该声音频谱的图。 0020 图 11 是表示第二实施方式的与图 5 相当的图。 0021 图 12 是表示第二实施方式的与图 6 相当的图。 0022 图 13 是表示现有技术的图 ( 之一 )。 0023 图 14 是表示现有技术的图 ( 之二 )。 0024 图 15 是表示通过现有技术实测了 U 相电流而得到的波形的图。 0025 符号的说明 0026 附图中， 3 表示变换器电路、 4 表示分流电阻 ( 电流检测元件 )、 5 表示功率 MOSFET( 开关元件 )、 6 表。

16、示马达、 7 表示电流检测部 ( 电流检测单元 )、 9 表示 PWM 信号生成 部 (PWM 信号生成单元 )、 11 表示 DUTY 修正部、 13 表示脉冲生成部。 具体实施方式 0027 ( 第一实施方式 ) 0028 以下， 参照图 1 图 11 对第一实施方式进行说明。图 1 是表示马达控制装置的构 成的功能框图。直流电源部 1 虽然用直流电源的记号来表示， 但是在从商用交流电源生成 直流电源的情况下， 还具有整流电路、 平滑电容器等。直流电源部 1 经由正侧母线 2a、 负侧 母线 2b 连接有变换器电路 ( 直流交流变换器 )3。在负侧母线 2b 侧插入有作为电流检测 元件的分。

17、流电阻 4。变换器电路 3 例如将 N 沟道型的功率 MOSFET5(U+、 V+、 W+、 U-、 V-、 W-)3 说 明 书 CN 103001568 A 5 3/7 页 6 相桥接而构成， 各相的输出端子例如分别与作为无刷 DC 马达的马达 6 的各相绕组连接。 0029 通过电流检测部7检测分流电阻4的端子电压(与电流值相对应的信号)， 电流检 测部 ( 电流检测单元 )7 基于所述端子电压和向变换器电路 3 输出的 3 相的 PWM 信号图形， 来检测 U、 V、 W 各相的电流 Iu、 Iv、 Iw。当电流检测部 7 检测的各相电流被赋予 DUTY 生成部 8、 并被进行 A/D。

18、 变换而被读入时， 基于马达 6 的控制条件等来进行运算。结果， 确定用于生 成各相的 PWM 信号的负载 U_DUTY、 V_DUTY、 W_DUTY。 0030 例如， 在进行矢量控制的情况下， 从设定控制条件的微型计算机等向 DUTY 生成部 8 赋予马达 6 的转速指令 ref， 基于该转速指令 ref 与推断的马达 6 的实际转速之间的 差分， 生成转矩电流指令 Iqref。当根据马达 6 的各相电流 Iu、 Iv、 Iw 确定马达 6 的转子位 置 时， 通过使用该转子位置 的矢量控制运算来计算转矩电流 Iq、 励磁电流 Id。对于 转矩电流指令 Iqref 与转矩电流 Iq 之间。

19、的差分例如进行 PI 控制运算， 生成电压指令 Vq。 对于励磁电流Id侧也同样地进行处理， 而生成电压指令Vd， 使用上述转子位置将电压指 令 Vq、 Vd 变换为三相电压 Vu、 Vv、 Vw。然后， 基于这些三相电压 Vu、 Vv、 Vw 来确定各相负载 U_DUTY、 V_DUTY、 W_DUTY。 0031 各相负载 U、 V、 W_DUTY 被赋予 PWM 信号生成部 (PWM 信号生成单元 )9， 通过与载波 的电平进行比较而生成 3 相 PWM 信号。此外， 还生成使 3 相 PWM 信号反相的下臂侧的信号， 在根据需要附加了停顿时间 (dead time) 之后， 将这些信号。

20、输出到驱动电路 10。驱动电路 10 按照所赋予的 PWM 信号， 对构成变换器电路 3 的 6 个功率 MOSFET5(U+、 V+、 W+、 U-、 V-、 W-) 的各个栅极输出栅极信号。另外， 对于上臂侧， 以升压了需要的电平的电位进行输出 0032 接着， 对 PWM 信号生成部 9 生成 3 相 PWM 信号的方式进行说明。在变换器电路 3 输出被 PWM 调制了的 3 相交流时， 如上所述， 能够根据对于上臂侧的功率 MOSFET5(U+、 V+、 W+) 的通电图形来检测特定相的电流。以下， 虽然对各相上臂侧的栅极信号进行说明， 但是 例如在仅 U 相成为 H 电平、 V 相及。

21、 W 相都成为 L 电平的通电图形的期间， 在分流电阻 4 的两 端产生的电压与 U 相电流相对应。此外， 在 U 相及 V 相的双方为 H 电平、 W 相成为 L 电平的 区间， 将分流电阻 4 的两端电压的符号反转后的电压与 W 相电流对应。 0033 如此， 如果根据PWM信号的通电图形来依次检测出2相量的电流并存储， 则虽然是 分时地、 但能够检测 3 相的电流。在该情况下， 并非同时地检测各相电流， 因此实际上产生 误差， 但是只要不要求特别的精密度， 则在实用上并没有问题， 通过使用 3 相的电流检测值 来求解电路方程式， 由此能够计算下一个周期的通电图形。 0034 此外， 在功。

22、率 MOSFET5 的导通、 截止状态变化了紧后， 电流波形不稳定， 因此为了 在稳定的状态下读入在分流电阻 4 中产生的电压信号， 需要最小待机时间 ( 稳定时间 )。 当使该最小待机时间例如为3sec时， 在读入一个相的电流时， 需要使特定的通电状态 (PWM 信号图形 ) 持续 3sec 以上。换言之， 在同一通电状态下的持续时间比 3sec 短的 情况下， 无法正常地进行电流的读入， 而无法更新在此时应更新的相的电流值。即， 只要能 够使全部PWM信号图形的通电状态持续最小待机时间以上， 则在任何情况下都能够检测 相电流。 0035 因此， 在本实施方式中， 以与以往不同的方式使各相的。

23、 PWM 信号脉冲的输出相位 移动。 只要各相的脉冲之间的负载差为一定， 则即使将脉冲的上升位置、 下降位置移动相同 时间， 经由变换器电路 3 对马达 6 施加的电压也不会改变。 说 明 书 CN 103001568 A 6 4/7 页 7 0036 图 2 是表示 PWM 信号生成部 9 的内部构成的功能框图， 图 3 是表示在 PWM 信号生 成部 9 的内部生成了上臂侧的 3 相 PWM 信号 (U+、 V+、 W+) 的脉冲的状态的时间图。对于从 DUTY 生成部 8 输入的各相负载 U、 V、 W_DUTY， 经由加法器 12U、 12V、 12W 相加由 DUYT 修正部 11 。

24、输出的修正值 ( 其中， 修正值的符号为正负的某一个 )， 由此负载被修正。并且， 加法器 12U、 12V、 12W 的输出信号被输入到脉冲生成部 13， 与 U、 V、 W 各相的载波的电平进行比较的 结果， 生成各相的 PWM 信号 U， V， W。 0037 即， 在本实施方式中， 对每个相使用不同波形的载波。如图 3(a)(c) 所示， U 相载 波为锯齿状波， V 相载波为三角波， W 相载波为与 U 相成为反相的锯齿状波。并且， 这些相位 被输出为， U 相载波的振幅水平成为最大、 V、 W 相载波的振幅水平成为最小的相位一致。这 些载波能够通过相互同步地进行计数动作的 3 个计。

25、数器来生成， U 相成为降计数器， V 相成 为升降计数器， W 相成为升计数器。其中， 升降计数器进行计数动作的频率成为其他计数器 的 2 倍。载波周期例如为 50sec。 0038 并且， 在脉冲生成部 13 中， 分别比较各相负载 U、 V、 W_DUTY 和各相载波的电平， 在 成为 ( 负载 ) ( 载波 ) 的期间输出高电平脉冲。结果， 如图 3(d) 的横向箭头所示， 当将 V 相载波的振幅最小相位 ( 三角波的谷 ) 作为基准相位时， 在各相的负载增减了时， U 相的 PWM 信号脉冲 U+ 的脉冲宽度以从基准相位向延迟方向侧 ( 图中左侧 ) 增减的方式变化， W 相的 PW。

26、M 信号脉冲 W+ 的脉冲宽度以从基准相位向前进方向侧 ( 图中右侧 ) 增减的方式变 化， V 相的 PWM 信号脉冲 V+ 的脉冲宽度以从基准相位向延迟、 前进的两个方向侧增减的方 式变化。 0039 从 PWM 信号生成部 9 向电流检测部 7 赋予电流检测定时信号 ( 例如 V 相载波 )， 电流检测部 7 按照电流检测定时信号来确定检测 2 相的电流的定时。例如， 将 V 相载波的 振幅最小相位作为基准相位。即， 如图 3 所示， 当将基准相位作为检测定时 A 时， 将从此处 起经过了最小待机时间 以上的时间点作为检测定时 B。通过如此地设定检测定时， 在定 时 A 能够检测 W 相。

27、电流 (-)Iw， 在定时 B 能够检测 U 相电流 (-)Iu。另外， 电流检测部 7 为 了确定电流检测定时而参照的载波， 不限于 V 相， 也可以是 U、 W 相。 0040 在此， 在图 3(d) 中图示为 U 相的 PWM 信号脉冲的振幅在基准相位刚好成为零， 但 实际上存在各种响应延迟， 因此即使在基准相位的检测定时 A， FET5U+ 也导通， 所以能够没 有问题地检测 W 相电流 Iw。并且， 由于 3 相电流的总和为零， 因此能够基于 U 相电流 Iu、 W 相电流 Iw 来求出 V 相电流 Iv。 0041 此外， 图 4 是将 V 相载波为最大的相位 ( 三角波的峰 ) 。

28、作为基准的情况， 虽然未图 示 U、 W 相载波， 但是使 U 相载波为最大的相位、 W 相载波为最小的相位与上述基准一致， 对 于 V 相、 在 V 相载波超过负载 V_DUTY 的电平的期间输出 PWM 信号脉冲即可。此外， U、 V、 W 的各相也可以替换 ( 将哪个波形的载波分配到哪个相是任意的 )。 0042 如以上那样调整各相负载脉冲的相位， 但是在该相位调整之前， 在 DUTY 修正部 11 中修正各相负载。接着， 参照图 5 及图 6 说明该 DUTY 修正部 11 的作用。图 5(a) 是表示 在 DUTY 修正部 11 中进行的修正处理的流程图。当从 DUTY 生成部 8 。

29、输入各相负载 U、 V、 W_ DUTY 时 (S1)， DUYT 修正部 11 比较这些负载的大小关系， 将最小的负载保存在 Min_uvw 中 (S2)。然后， 将修正负载 Rduty 设定为最小电流检测期间 Idet_time 的 2 倍 (S3)。另外， 该 处理仅在初始设定中进行 1 次即可。 说 明 书 CN 103001568 A 7 5/7 页 8 0043 在此， 最小电流检测期间 Idet_time 被规定为， 为了可靠地检测电流值而需要的 负载脉冲的最小值。并且， 通过下式求出各相负载的修正值 DUTY 而进行修正 (S4)。 0044 DUTY =DUTY-Min_uv。

30、w+Rduty (1) 0045 即， 右边第二项及第 3 项作为修正值向加法器 12 输出。 0046 图 5(b)、 (c) 表示 DUTY( 原 DUTY)、 DUTY 的具体数值例。图 5(b) 是 3 相的 DUTY 都比 2Idet time 大的情况， 图 5(c) 是 3 相的 DUTY 都比 2Idet_time 小的情况。无论在哪 种情况下， 都是 Idet_time=5%， Rduty=10。在图 5(b) 中， 3 相负载 U、 V、 W_DUTY 的各值为 60、 50、 30%， 所以 Min_uvw=30， 修正值成为 “-20” 。因此， 所修正的负载 U、 V。

31、、 W_DUTY 的各 值分别成为 40、 30、 10。 0047 此外， 在图 5(c) 中， 3 相负载 U、 V、 W_DUTY 的各值为 8、 4、 2， 都比 Rduty 小。在该情 况下， 由于 Min_uvw=2， 因此修正值成为 “+8” 。因此， 所修正的负载 U、 V、 W_DUTY 的各值分 别成为 16、 12、 10。 0048 图 6 是通过图像来说明负载脉冲的修正及相位调整的图， (a) 是 U、 V_DUTY 都为大 约 80% 的相同值、 W_DUTY 成为大约 30% 的情况。在图 6(a) 中， 如 (1) 所示的以往方式那样， 当都以 PWM 周期的中。

32、心相位为基准而产生各相负载时， 仅能够检测 1 相 (-Iw) 的电流， 但是 当如 (2) 那样调整脉冲的相位时， 能够检测 2 相的电流 (-Iw、 -Iu)。另外， 用横向的箭头表 示能够检测范围、 用纵向的箭头表示电流检测定时。此外， 仅在图 6(a) 的 (1) 所示的图中 显示 DUTY 与载波之间的关系， 在其他图中省略。 0049 此外， 如 (3) 所示， 通过修正各相负载， 由此作为最小相的 W 相的负载变得等于 Rduty=2Idet_time， 在 3 相负载图形中产生全部截止的期间。由此， 确保检测 2 相的电流的 定时， 并且抑制基于 PWM 频率的噪音产生。 00。

33、50 此外， 图 6(b) 是 U、 V、 W_DUTY 都为大约 50% 的相同值的情况， 在 (1) 中 1 相 电流也检测不到， 但是当如 (2) 那样对脉冲的相位进行调整时， 变得能够检测 2 相的 电流 (-Iw、 -Iu)。进而， 当如 (3) 那样对各相负载进行修正时， 各相的负载变得等于 Rduty=2Idet_time， 在 3 相负载图形中更长地产生全部截止的期间。因此， 与 (a) 同样， 确 保检测 2 相的电流的定时， 并且抑制基于 PWM 频率的噪音产生。 0051 图 7 是对于现有技术的方式和本实施方式的方式比较了电流波动的产生状态的 图。另外， PWM 频率、。

34、 周期分别为 16kHz、 62.5s， 控制频率、 周期分别为 8kHz、 125s， 对 3 相的 PWM 脉冲和 U 相电流 Iu 进行测定。在 (a) 所示的以往方式中， 3 相全部截止的期间为 31.4s， 当如 (b) 所示那样仅进行负载脉冲的相位调整， 3 相截止期间减少至 6.2s， 随 此， 较大地产生PWM周期的电流波动。 并且， 当如(c)所示那样对负载脉冲进行修正时， 3相 截止期间增加到 44.4s， U 相电流 Iu 的波动减少。 0052 此外， 图 8 表示将 PWM 频率、 周期分别设定为 8kHz、 125s、 将控制频率、 周期分别 设定为 4kHz、 2。

35、50s 的情况下的 U、 W 相负载 (CH1、 4)、 V 相电流 Iv(CH3) 以及对 V 相电流 Iv 进行了 A/D 变换后的 IvAD(CH2)。在 (a) 所示的以往方法中， 无法检测 V 相电流 Iv， 但是 当如 (b) 所示那样仅进行负载脉冲的相位调整时， 能够检测 V 相电流 Iv， U、 W 相负载的高电 平期间重复的能够检测期间成为 32s。并且， 当如 (c) 所示那样对负载脉冲进行修正时， 能够检测期间缩短至 7.5s。 0053 此外， 图 9 及图 10 表示以与图 8 相同的条件进行了控制的情况下的声音波形和声 说 明 书 CN 103001568 A 8 。

36、6/7 页 9 音频谱。图 9 表示噪音电平的大小 ( 声音波形导致的空气振动的振幅 )， 并表示振幅越大 则噪音变得越大的情况。 当从仅进行了负载脉冲的相位调整的状态起施加负载脉冲的修正 时， 噪音的振幅降低至 28%。此外， 可知在图 10 所示的声音频谱 ( 颜色越浓则噪音电平越 高 ) 中， 相对于以往方法， 当仅进行负载脉冲的相位调整时， 8kHz、 16kHz 的噪音电平变得更 高， 但是当施加负载脉冲的修正时， 尤其是 8kHz 的噪音电平降低。 0054 如上所述， 根据本实施方式， 在按照规定的PWM信号图形对构成变换器电路3的功 率 MOSFET5U、 5V、 5W 进行导。

37、通截止控制时， 在变换器电路 3 的直流母线 2b 侧连接分 流电阻 4， PWM 信号生成部 9 基于马达 6 的相电流来确定转子位置 ， 以跟踪该转子位置 的方式生成 3 相的 PWM 信号图形。并且， 在电流检测部 7 基于在分流电阻 4 中产生的信号 和 PWM 信号图形来检测马达的相电流的情况下， PWM 信号生成部 9 生成 3 相的 PWM 信号图 形， 以便电流检测部 7 能够在载波周期内在固定的 2 个定时检测到 2 相的电流。 0055 因此， 与以往不同， 抑制了由相电流以阶梯状变化而导致的马达 6 的转矩变动、 驱 动时的噪音， 从马达施加电压较低的状态到较高的状态都能。

38、够检测 3 相的电流 Iu、 Iv、 Iw。 此外， PWM 信号生成部 9 根据 (1) 式对各相负载脉冲进行修正， 所以能够抑制基于 PWM 控制 中的载波频率的噪音产生。 0056 此外， PWM 信号生成部 9 对于 3 相的 PWM 信号中的 1 相 ( 第一相 )， 以载波周期的 任意相位为基准而使负载向延迟侧、 前进侧的双方向增减， 对于另 1 相 ( 第二相 )， 以载波 周期的任意相位为基准而使负载向延迟侧、 前进侧的一个方向增减， 对于剩下的1相(第三 相 )， 以所述载波周期的任意相位为基准而使负载向所述方向的相反方向增减。 0057 因此， 在电流检测部 7 检测电流的。

39、情况下， 如果以与第一相和第二相的开关元件 同时导通的第一期间、 第一相和第 3 相的开关元件同时导通的第二期间相关的方式固定检 测定时， 则在第一期间中能够检测第三相的电流， 在第二期间中能够检测第二相的电流。 并 且， PWM 信号生成部 9 基于载波的振幅成为最大或最小的相位来设定各相的基准， 因此电流 检测部 7 的电流检测的定时， 也能够基于上述相位而容易地设定。 0058 此外， PWM 信号生成部 9 为， 对于 3 相的 PWM 信号中的 V 相， 将三角波用作为载波， 对于 U 相， 将振幅为最大的相位与所述三角波的振幅为最大或最小的相位一致的锯齿状波 用作为载波， 对于 W。

40、 相， 将相对于所述锯齿状波成为反相的锯齿状波用作为载波， 基于各载 波振幅的最大值或最小值全部一致的相位来设定所述各相的基准。因此， 通过对每个相使 用不同波形的载波， 能够改变使各相 PWM 信号的负载增减的相位方向。 0059 ( 第二实施方式 ) 0060 图 11 及图 12 分别是第二实施方式的与图 5、 图 6 相当的图， 对于与第一实施方式 相同部分赋予相同符号而省略说明， 以下说明不同的部分。 在第二实施方式中， 以与第一实 施方式不同的方式来对负载脉冲进行修正。图 12(a) 是 U、 W_DUTY 都为大约 80%、 V_DUTY 成 为大约 30% 的情况。如此， 当对。

41、于脉冲从 PWM 周期的中心相位向两个方向延伸的 V 相与其 他的U、 W相之间的负载差比较大的情况、 以第一实施方式的方式进行修正时， 如(3)所示那 样， 有时无法确保 3 相全部导通或截止的期间。 0061 因此， 在第二实施方式中， 如图 11(a) 所示那样进行修正。DUYT 修正部 11 对所输 入的3相负载的大小关系进行比较， 将最大的负载保存到Max_uvw中(S5)。 并且， 将修正负 载 Rduty 设定为从与 PWM 周期相当的 100%(PWM) 减去了最小电流检测期间 Idet_time 的 2 说 明 书 CN 103001568 A 9 7/7 页 10 倍后的值。

42、 (S6)。然后， 通过下式对各相负载的修正值 DUTY 进行修正 (S7)。 0062 DUTY =DUTY-Max_uvw+Rduty (2) 0063 如图 11(b) 所示， 在与第一实施方式为相同条件的情况下、 即在 Idet_time=5%、 Rduty=10 时， 通过 (2) 式而修正值成为 “+10” ， 所修正的负载 U、 V、 W_DUTY 的各值分别成为 90、 40、 90。于是， 所修正的图形成为如图 12(b) 的 (3) 所示那样， 在 3 相负载图形中产生全 部截止的期间。 0064 如上所述， 根据第二实施方式， PWM 信号生成部 9 通过 (2) 式对各。

43、相负载脉冲进行 修正， 因此与第一实施方式同样， 能够抑制基于 PWM 控制中的载波频率的噪音产生。 0065 对本发明的几个实施方式进行了说明， 但是这些实施方式只是作为例子提示的， 不意图限定发明的范围。这些新实施方式能够以其他各种方式实施， 在不脱离发明的主旨 的范围内能够进行各种省略、 置换、 变更。 这些实施方式及其变形包含在发明的范围和主旨 内， 并且包含在专利请求的范围所记载的发明及其均等范围内。 0066 电流检测部 7 在载波周期内检测 2 相的电流的定时， 并不一定需要以载波的电平 为最小或最大的相位为基准， 在能够检测 2 相的电流的范围内基于载波的任意相位来设定 即可。。

44、 0067 此外， 检测电流的定时， 并不需要与 PWM 载波的周期一致， 例如也可以以载波周期 的2倍、 4倍的周期进行检测。 因此， 输入到电流检测部7的电流检测定时信号， 并不需要是 载波本身， 例如也可以是与载波同步地具有规定周期的脉冲信号。 0068 在 PWM 信号生成部 9 中使 PWM 负载脉冲移动的方式， 不限于上述方式， 也可以是 不同波形的组合。此外， 例如也可以使用如下方式等 ： 使用三角波等单个载波， 在变换了各 相的负载指令值之后， 在与振幅增加的期间不同的期间中改变载波与指令值之间的比较逻 辑。 0069 分流电阻4也可以配置在正侧母线2a上。 此外， 电流检测元。

45、件不限于分流电阻4， 例如也可以设置 CT(Current Transformer ： 变流器 ) 等。 0070 开关元件不限于 N 沟道型的 MOSFET， 也可以使用 P 沟道型的 MOSFET、 IGBT、 功率晶 体管等。 说 明 书 CN 103001568 A 10 1/12 页 11 图 1 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 11 2/12 页 12 图 2 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 12 3/12 页 13 图 3 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 13 4/12 页 14 图 4 图 5 说 明 书 附 图 CN 10。

46、3001568 A 14 5/12 页 15 图 6 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 15 6/12 页 16 图 7 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 16 7/12 页 17 图 8 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 17 8/12 页 18 图 9 图 10 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 18 9/12 页 19 图 11 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 19 10/12 页 20 图 12 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 20 11/12 页 21 图 13 图 14 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 21 12/12 页 22 图 15 说 明 书 附 图 CN 103001568 A 22 。