多波束下双层加权并行干扰对消方法及相应的接收装置 【技术领域】
本发明涉及移动通信领域，具体涉及一种多波束下双层加权并行干扰对消方法及相应的接收装置，特别地，涉及CDMA(码分多址)系统中多波束下双层加权并行干扰对消方法及相应的接收装置。
背景技术
宽带码分多址(WCDMA)是第三代移动通信系统方案三种主流标准的一种，它同样是建立在CDMA技术基础上。CDMA系统因其高容量、高服务质量、保密性好等优点已经成为第三代移动通信的发展方向。CDMA依靠特征码来区分用户，在移动通信环境中将导致两个问题即多径干扰和多址干扰，多址干扰又分本小区干扰和小区外干扰两大类。为了克服多径干扰，需要特征码有很好的自相关特性，而为了克服多址干扰需要特征码之间有良好的互相关特性，如何寻找既有良好自相关又有良好互相关的特征码一直是CDMA研究的主要问题之一。RAKE接收技术的发明使单用户接收机可以利用多径分量产生多径分集增益，而多址干扰限制了CDMA系统容量、覆盖和性能的提高。单用户接收机无法消除多址干扰对用户信号检测的影响，在用户数目增大和远近效应情况下接收机的检测性能降低。为了克服多址干扰可以利用物理层技术如多用户检测和智能天线。
多用户检测技术是克服多址干扰的影响，提高CDMA系统容量、覆盖和性能的一种增强型技术。它联合考虑同时占用某个信道地所有用户或某些用户，消除或减弱其它用户对任一用户的影响，并同时检测出所有这些用户或某些用户的信息的一种信号检测方法。
1979年K.Schneider提出多用户检测(MUD)的概念以来，经过20余年的发展，特别是1986年Verdu提出最佳多用户检测算法以后，多用户检测技术成为无线通信领域最重要的学术研究热点之一。CDMA系统中多用户检测的定义：联合考虑同时占用某个信道的所有用户或某些用户，消除或减弱其它用户对任一用户的影响，并同时检测出所有这些用户或某些用户的信息的一种信号检测方法。最佳多用户检测器就是最大似然序列估计(MLSE)检测器，该检测器将产生最大似然序列b，依据从接收信号r(t)中找出发送的序列b，使得b的概率最大化。在DS-CDMA系统中MLSE检测器可以用Vitezbi算法。虽然最佳检测器有极好的性能，但算法的复杂度太高，实现困难。随后，人们又提出了大量次最佳多用户检测方法，大致分为两类：线性检测方法和干扰对消方法。线性检测方法对单用户检测器的软输出进行线性变换，产生一组能够提高性能的新输出。线性检测方法性能较好，但是计算很复杂。干扰对消方法将期望用户的信号视为有用信号，将其他用户的信号视为干扰信号；先从接收信号中消除其他用户的干扰，得到期望用户的信号，然后对期望用户的信号进行检测，从而提高系统的性能。
干扰对消方法又可分为：串行干扰对消和并行干扰对消。串行干扰对消方法的性能优于单用户检测器，但是延时较大，需要进行功率排序，计算量较大，对初始信号估计敏感。并行干扰对消方法从接收信号中并行地为每个用户消除所有其他用户的信号干扰。该方法性能优于单用户检测器，具有延时小，计算复杂性小的优点，是目前最有可能实现的方法。
在并行干扰对消方法中，双层加权并行干扰对消方法可以较大幅度地提高传统并行干扰对消方法的性能。该方法一方面采用基于贝叶斯准则的软判决方法，使用户每个符号的判决代价最小；一方面采用部分干扰对消，弥补统计意义上对用户信号估计的偏差。只是双层加权并行干扰对消方法需要计算双曲正切函数的数值，该计算无法用硬件实现。
智能天线技术也是一种提高CDMA系统容量、覆盖和性能的增强型技术。它通过波束形成进行空间滤波，从而降低多址干扰对用户信号接收的影响。
智能天线技术来源于阵列天线技术。从波束形成方式上，智能天线系统大体分为固定波束型智能天线系统、到达方向角型智能天线系统以及自适应型智能天线系统。
固定波束型智能天线系统首先将小区划分为若干波束区域并且保存各个波束对应的权值。由于无线信道的路径损耗、阴影效应和多径效应，基站接收到的用户信号是多径衰落信号，该信号通常分布在若干个波束内。因此，固定波束型智能天线系统首先确定用户的多径信号所在的若干个波束，然后利用对应权值对该用户进行若干个波束形成，得到若干个波束的输出信号。对用户在若干个波束内的多径信号分量进行相应的处理与合并，对合并结果进行译码，就可以得到用户发送的比特序列。固定波束型智能天线系统具有结构简单、实现成本低的优点。
到达方向角型智能天线系统首先利用不同天线阵元的接收信号之间的相关性关系，提取用户信号的到达角度信息，然后利用角度信息构造一组权值，该组权值就确定了用户信号所在的波束。到达方向角型智能天线系统是目前学术研究的热点之一，具有较大的信号处理增益。但是，这种系统一般都需要进行矩阵计算，结构复杂、实现成本高。
自适应型智能天线系统基于一定准则，动态地优化用户的波束，使系统的处理增益不断提高。该系统的波束形成过程是一个波束逐步优化的过程，可能形成中心对准用户并且覆盖角度较小的波束，并且可能使波束的零陷对准最强干扰。所以，这种类型的智能天线系统的信号增益最大。但是这种系统运算量大，而且运算量会随阵元数目的增加而急剧增大，而系统的收敛速度会随着阵元数目的增加而急剧降低。因此，自适应型智能天线系统结构复杂，实现成本高。
多用户检测技术和智能天线技术都可以提高CDMA系统的容量、覆盖和性能，但是，单独应用任何一种技术，对系统容量、覆盖和性能的提高都是有限的。而将这两种技术融合应用于CDMA系统，将大大提高CDMA系统的容量、覆盖和性能。
【发明内容】
本发明的目的是克服现有技术中单独应用多用户检测技术或智能天线技术对提高CDMA系统的容量、覆盖和性能的局限性，提供一种多用户检测技术与智能天线技术融合的方法—多波束下双层加权并行干扰对消方法及相应的接收装置，它可以大大提高CDMA系统的容量、覆盖和性能。
本发明提供了一种多波束下双层加权并行干扰对消方法，所述方法用于采用智能天线的CDMA系统，其特征在于，所述方法包括步骤：
接收天线阵元信号，智能天线系统有若干个阵元，所述天线阵元信号是天线阵元接收到的多径衰落信号；
根据接收的所述天线阵元信号形成各用户的若干个波束信号；
搜索所述各用户的若干个波束信号，以得到各用户的多径时延信息；
并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息，以得到各用户的软输出信号；
译码所述各用户的软输出信号，分别得到各用户发送的比特序列。
可选地，所述根据接收的所述天线阵元信号形成各用户的若干个波束信号的步骤包括步骤：所述若干个波束信号的个数根据接收的所述天线阵元信号中多径的分布情况确定。
优选地，所述根据接收的所述天线阵元信号形成各用户的若干个波束信号的步骤包括步骤：根据所述用户的多径分布信息，确定若干组权值，并分别用各组权值对所述的若干天线阵元信号进行加权求和，得到若干个所述用户的单个波束信号。
可选地，所述搜索所述各用户的若干个波束信号，以得到各用户的多径时延信息的步骤包括步骤：采用多径搜索算法获取所述各用户的多径时延信息。
优选地，所述各用户的多径时延信息包括各径的延时和各径所在的波束号。
可选地，所述并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息，以得到各用户的软输出信号的步骤包括步骤：
第一级并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息，消除所述各用户的单个波束信号中的一部分多址干扰，以得到各用户的第一级新的波束信号，将所述各用户的第一级新的波束信号作为下一级的所述并行干扰对消处理的输入信号；
最后一级并行干扰对消处理前一级输出的所述各用户的新的波束信号和所述各用户的多径时延信息，得到各用户的软输出信号，所述软输出信号表示用户在各个波束内的多径信号进行最大比合并得到的信号。
优选地，所述并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息，以得到各用户的软输出信号的步骤还包括步骤：在所述第一级并行干扰对消处理和所述最后一级并行干扰对消处理之间，还要进行若干级并行干扰对消处理前一级输出的所述各用户的新的波束信号和所述各用户的多径时延信息，以得到各用户的相应级的新的波束信号，所述若干级的级数根据系统的实际情况确定。
优选地，所述第一级所述并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息的步骤包括步骤：根据全部波束信号对所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息进行多址干扰的估计和干扰对消，所述全部波束信号由各用户的单个波束信号中所有不同的波束信号组成。
可选地，所述第一级所述并行干扰对消处理所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息的步骤包括步骤：
根据所述各用户的多径时延信息，以及已知的用户的扰码和信道码，解扩解扰输入的所述各用户的单个波束信号，得到各径的解扩解扰结果；
信道估计由所述各径的解扩解扰结果，得到各径的信道估计结果；
多径合并由所述各径的解扩解扰结果和所述各径的信道估计结果，得到多径合并结果，所述多径合并包括同一波束内的多径合并和不同波束之间的多径合并；
由所述多径合并结果和所述各径的信道估计结果获得各用户的软判决结果；
对所述各用户的软判决结果进行加权，由加权结果、所述信道估计结果以及所述用户的扰码和信道码、所述各用户的多径时延信息获得各用户在各波束内的再生信号；
对所述各用户在各波束内的再生信号以及所述全部波束信号和所述各用户的多径时延信息进行各用户的多址干扰估计与干扰对消，得到各用户的第一级新的波束信号。
优选地，所述多径合并由所述各径的解扩解扰结果和所述各径的信道估计结果，得到多径合并结果的步骤包括步骤：
设第k级并行干扰对消(PIC)处理中，用户i在波束j内有Lji条径。当Lji＝0时，就表示在该波束内不包含该用户的多径信号，因此，用户i就不需要在波束j内进行任何下述处理。当Lji≠0时，用户i的RAKE接收机对第l径的解扩结果为：
Yjil(m)(k)=μjil(k)ai(m)+njil]]>
其中，njil为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σjil2)，ai(m)是用户i的第m个符号，值为+1或-1，μjil是与信道衰落相关的实数；
则同一波束内用户i的多径合并结果为：
Yji(m)(k)=Σl=1LjiYjil(m)(k)μjil*=Σl=1Lji||μjil(k)||2ai(m)+Σl=1Ljinjiμjil*]]>
其中，nji为各径的噪声；不同波束内用户i的总多径合并结果为：
Yi(m)(k)=Σj=1JYji(m)(k)σji2=Σj=1JΣl=1LjiYjil(m)(k)μjil*σji2Σj=1J(Σl=1Lji||μjil(k)||2σji2ai(m)+Σl=1Ljinjiμjil*σji2)]]>
=Aiai(m)+ni]]>
其中，σ2ji为各径的噪声功率，
Ai=Σj=1JΣl=1Lji||μjil(k)||2σji2,]]>ni=Σj=1JΣl=1Ljinjiμjil*σji2]]>
其中，Ai是合并系数，ni是噪声。
本发明还提供了一种与多波束下双层加权并行干扰对消方法相应的接收装置，其特征在于，所述装置包括：
用户波束形成单元，用于接收天线阵元信号，产生用户波束信号；
多径搜索器，耦合到所述用户波束形成单元，用于得到用户的多径时延信息；
干扰对消装置，由不同的输入端口分别耦合到所述用户波束形成单元和所述多径搜索器，用于输出得到用户的软输出信号；
用户译码器，输入端耦合到所述干扰对消装置，接收所述干扰对消装置输出的用户的软输出信号，并对所述用户的软输出信号进行译码，得到用户发送的比特序列。
优选地，所述干扰对消装置包括：多级干扰对消单元，其中最后一级干扰对消单元结构不同于前面各级干扰对消单元，前面各级干扰对消单元结构相同。
可选地，所述前面各级干扰对消单元包括：
RAKE(瑞克)接收机，用于接收所述用户波束信号，并产生用户的多径合并信号；
软判决器，耦合到所述RAKE接收机，用于产生所述用户波束信号的软判决结果；
软判决加权单元，耦合到所述软判决器，对所述用户波束信号的软判决结果进行加权；
信号再生单元，耦合到所述软判决器，用于得到用户在各波束内的再生信号；
多址干扰估计与干扰对消单元，耦合到所述信号再生单元，用于对所述用户在各波束内的再生信号进行干扰对消，以产生新的各用户的波束信号。
可选地，所述最后一级干扰对消单元包括：RAKE接收机，用于输出所述各用户的软输出信号。
利用本发明，将双层加权并行干扰对消方法应用于智能天线系统，有效地克服了CDMA系统中多址干扰对系统的影响，进一步提高CDMA系统容量、覆盖和性能。
【附图说明】
图1是本发明的优选实施例多波束下双层加权并行干扰对消方法的步骤的流程图；
图2是本发明的优选实施例与多波束下双层加权并行干扰对消方法相应的多用户接收装置示意图；
图3是图2所示本发明多用户接收装置中的多级干扰对消单元结构示意图；
图4是图3所示多级干扰对消单元中的PIC结构示意图；
图5是图3所示多级干扰对消单元中的最后一级PIC结构示意图。
【具体实施方式】
下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：
参照图1，图1是本发明的优选实施例多波束下双层加权并行干扰对消方法的步骤的流程：
首先在步骤10接收天线阵元信号；
进到步骤11，根据接收的天线阵元信号形成各用户的若干个波束信号，若干个波束信号的个数根据接收的所述天线阵元信号中多径的分布情况确定；
进到步骤12，搜索各用户的若干个波束信号得到各用户的多径时延信息，所述多径时延信息包括各径的延时和径所在的波束号；
进到步骤13，对各用户的单个波束信号和各用户的多径时延信息进行第一级并行干扰对消处理，获得各用户的第一级的新的波束信号，其中包括根据全部波束信号对所述各用户的单个波束信号和所述各用户的多径时延信息进行多址干扰的估计和干扰对消，所述全部波束信号由各用户的单个波束信号中所有不同的波束信号组成；
进到步骤14，对上述获得的各用户的第一级的新的波束信号和各用户的多径时延信息进行第二级并行干扰对消处理，获得各用户的第二级的新的波束信号，第二级所述并行干扰对消处理的过程与第一级相同；
进到步骤15，对上述获得的各用户的第二级的新的波束信号和各用户的多径时延信息进行最后一级并行干扰对消处理，得到各用户的软输出信号，最后一级并行干扰对消处理包括：RAKE接收机根据多径搜索得到的多径时延信息，对输入的各用户的波束信号进行解扩解扰，获得各径的解扩解扰结果；然后对各径的解扩解扰结果进行信道估计，获得各径的信道估计结果；最后，由各径解扩解扰结果和信道估计结果进行波束内多径合并和波束之间的多径合并，得到用户总的多径合并结果，该多径合并结果即为用户的软输出信号；
然后进到步骤16，译码上述得到的用户的软输出信号，分别获得各用户发送的比特序列。
在本实施例中，对各用户的单个波束信号和各用户的多径时延信息进行并行干扰对消处理时采用了三级并行干扰对消结构，根据系统实际容量、覆盖和性能等需要，可以采用若干级并行干扰对消结构，这些变化都不脱离本发明的精神。
本发明中与多波束下双层加权并行干扰对消方法相应的接收装置如图2～5所示。该装置是智能天线系统与多用户检测的融合。下面结合多用户接收装置，详细介绍多波束下双层加权并行干扰对消方法。
如图2所示，所有天线阵元信号分别进入各用户波束形成单元211、212、…21K，形成各用户的若干个波束信号(波束信号的个数由用户多径衰落信号中多径的分布情况确定)。然后，用户的波束信号分别进入各用户的多径搜索器221、222、…22K，多径搜索器从各个波束信号中搜索得到各用户的多径时延信息，该信息由各径的延时和径所在的波束号构成。各用户的多径时延信息送入干扰对消装置23。同时，各多径搜索器根据多径漂移情况反馈相应信息给相应的各用户波束形成单元，调整该单元的权值，控制波束的形成，使波束能够很好地囊括用户的多径信号。干扰对消装置23由输入的各用户的波束信号和各用户的多径时延信息进行多级并行干扰对消，得到各用户的软输出信号，各用户的软输出信号分别被送入相应用户的译码器241、242、…24K进行译码，译码器译码得到各用户发送的比特序列。
在图2中，用户波束形成单元211、212、…21K可以采用通用的固定波束形成方法或其改进方法；多径搜索器221、222、…22K采用多径搜索算法获取多径时延信息。
干扰对消装置23如图3所示。它包括多级干扰对消(PIC)单元，即PIC31、PIC32、…PIC3n-1、PIC3n，其中PIC31、PIC32、…PIC3n-1单元结构相同，PIC3n表示最后一级PIC单元。假设系统总共有个用户。个用户的波束信号通过个支路并行进入第一级PIC31。各用户的多径时延信息也分别进入第一级PIC31。第一级PIC31由各用户的波束信号和多径时延信息经过一系列处理，从各用户输入的波束信号中消除一部分多址干扰，得到各用户新的波束信号。各用户新的波束信号是本级PIC单元中该用户的输出信号，同时也是下一级PIC单元中该用户的输入信号。第一级PIC单元得到的各用户新的波束信号通过个分支并行进入下一级PIC单元。各用户的多径时延信息和全部波束信号也进入下一级PIC单元。下一级PIC单元进行同样的处理。最后一级PIC单元PIC3n则对前一级PIC单元送入的个用户的新波束信号并行进行RAKE接收机的处理，并将处理得到的个用户的软输出信号送入相应用户的译码器。用户的译码器对用户的软输出信号进行译码，得到用户发送的比特序列。这里，全部波束信号由所有用户的波束形成单元输出的波束信号中所有不同的波束信号构成。
PIC单元PIC31的示意图如图4所示。在PIC单元PIC31中，RAKE接收机41首先根据多径搜索得到的多径时延信息，对输入的用户1的波束信号进行解扩解扰，得到各径的解扩解扰结果；然后对各径的解扩解扰结果进行信道估计，得到各径的信道估计结果；最后，由各径解扩解扰结果和信道估计结果进行波束内多径合并和不同波束之间的多径合并，得到用户1的总的多径合并结果。信道估计结果送入软判决器42和信号再生单元44，多径合并结果送入软判决器42。RAKE接收机41在进行解扩解扰时，需要知道用户的扰码、信道码。用户的扰码和信道码是已知的，所以在图4中没有作为输入量标出来。在进行波束之间的多径合并时，需要知道各波束内的噪声功率。噪声功率由具体算法获得，比如可以采用SIR(信噪比)估计中噪声功率的计算法方法来计算每个波束内的噪声功率，在此不再详细描述。在此将各波束内的噪声功率作为已知量，因此，在图4中该量没有作为RAKE接收机41的输入量标出来。软判决器由多径合并结果和信道估计结果计算得到软判决结果，并将该结果送给软判决加权单元43。软判决加权单元43对软判决结果进行加权，并将加权结果送给信号再生单元44。信号再生单元44由用户的软判决结果、信道估计结果以及该用户的扰码和信道码、多径时延信息得到该用户在各波束内的再生信号。在信号再生单元中，用户的扰码和信道码同样没有作为输入量标出来。
同样，对输入的其它各用户的波束信号进行与上述用户1相同的处理，得到各用户在各波束内的再生信号。
多址干扰的估计与干扰对消单元45由各用户在各波束内的再生信号以及全部波束信号和多径时延信息完成各用户的各波束的干扰对消，分别得到各用户的新的波束信号。各用户新的波束信号就是本级PIC单元中该用户的输出波束信号、下一级PIC单元中该用户的输入波束信号。
最后一级PIC单元PIC3n的示意图如图5所示。在最后一级PIC单元PIC3n中，RAKE接收机51首先根据多径搜索得到的多径时延信息，分别对输入的各用户的波束信号进行解扩解扰，得到各径的解扩解扰结果；然后对各径的解扩解扰结果进行信道估计，得到各径的信道估计结果；最后，由各径解扩解扰结果和信道估计结果进行波束内多径合并和波束之间的多径合并，得到各用户总的多径合并结果。该多径合并结果就是各用户的软输出，该软输出结果作为本级PIC单元中该用户的输出信号被送给该用户的译码器。该用户的译码对输入信号进行译码，得到该用户发送的比特序列。这里，用户的信道码和扰码以及各波束内的噪声功率同样作为已知量处理，在图5中没有作为RAKE接收机51的输入量标出来。
PIC单元中PIC31和PIC3n中RAKE接收机的多径合并方法具体如下所述：
在固定波束型智能天线系统中，接收到的若干个阵元信号经过固定波束形成，总共可以生成J个波束。第i个波束信号为rj(t)。rj(t)，j＝1，2，……，J构成系统的全部波束信号。对某个用户来讲，它的多径信号可以分别在其中一个波束、多个波束乃至全部波束内。用户的波束形成单元211根据天线阵元信号和多径搜索单元221反馈的信息找出用户的多径衰落信号分布的波束，并将相应的波束信号输出。用户在某个波束内的径数由多径搜索算法提供。设第k级PIC单元中，用户i在波束j内有Lji条径。当Lji＝0时，就表示在该波束内不包含该用户的多径信号，因此，用户i就不需要在波束j内进行任何下述处理。当Lji≠0时，用户i的RAKE接收机对第l径的解扩结果为：
Yjil(m)(k)=μjil(k)ai(m)+njil]]>
其中，njil为高斯白噪声，服从正态分布N(0，σjil2)；ai(m)是用户i的第m个符号，值为+1或-1。μjil是与信道衰落相关的实数。
考虑到，用户i在同一波束内的各径的噪声功率近似相等，所以将各径的噪声功率统一记为σ2ji，各径的噪声也统一表示为nji。同一波束内用户的多径合并仍旧采用最大比合并方式，合并过程类似于单天线情况下用户的多径合并，合并中只需要用各径的信道估计结果对各径的解扩解扰结果进行去信道衰落。这是由于同一波束内，用户各径的噪声功率近似相等。波束内用户i的多径合并结果为：
Yji(m)(k)=Σl=1LjiYjil(m)(k)μjil*=Σl=1Lji||μjil(k)||2ai(m)+Σl=1Ljinjiμjil*]]>
同一用户在不同波束内的多径合并结果也要合并在一起。但是，由于不同波束内，用户各径的噪声功率不一样，在按照最大比合并方式进行多径合并时一定要考虑不同波束内的噪声。不同波束内用户i的总多径合并结果为：
Yi(m)(k)=Σj=1JYji(m)(k)σji2=Σj=1JΣl=1LjiYjil(m)(k)μjil*σji2Σj=1J(Σl=1Lji||μjil(k)||2σji2ai(m)+Σl=1Ljinjiμjil*σji2)]]>
=Aiai(m)+ni]]>
其中，
Ai=Σj=1JΣl=1Lji||μjil(k)||2σji2,]]>ni=Σj=1JΣl=1Ljinjiμjil*σji2]]>
噪声项ni的功率为：
σi2=D(ni)=Σj=1JΣl=1Lji||μjil||2σji2]]>
多波束下用户i的软判决单元42按照下式计算软判决结果：
ζi(m)(k)=L{AiYi(m)(k)σi2}]]>
上式中，
1，x＞θ
-1，x＜-θ、
Lq(x)=tanh(xq-1)+tanh(xq)-tanh(xq-1)xq-xq-1(x-xq-1)]]>
或者，采用下式计算软判决结果：
ζi(m)(k)=T{WYi(m)(k)σi2}]]>
上式中，
1，x＞θ
-1，x＜-θ
上面公式中变量说明如下：
ζi(m)(k)为用户i的多径合并结果的软判决结果；w是正实数，用来弥补噪声功率估计的不准确，可以通过实验确定不同信噪比下w的数值，在信噪比较高时，可以取w＝1；L(x)是分段线性函数，它是tanh(x)的近似；T(x)是查表函数，它也是tanh(x)的近似。
L(x)、T(x)中的变量说明如下：
由于x→∞时，tanh(x)→1；因此，取阈值θ＞0，当x＞θ时，tanh(x)近似为1；当0≤x≤θ时，将区间[0，θ]等分为Q个小区间，第q个小区间为[xq-1，xq]，xq=qθQ,]]>x0＝0，xQ＝θ。
确定了阈值θ和Q，就可以由上述公式计算软判决结果。阈值θ和Q可以根据对近似精度的要求确定。如取Q＝16，θ＝3时，精度就比较高了。
为使双层加权并行干扰对消方法可实现，并且进一步减少计算量，本发明中采用了分段线性方法和查表法实现双曲正切函数的数值计算，比如，可以用DSP(数字信号处理)器件实现分段线性方法和查表法，具体讲用DSP指令实现分段线性方法和查表法的计算，该计算所占用DSP资源很少，并采用软判决与软判决加权进一步减少计算量。
用户i的软判决加权单元43按照下式对软判决结果进行加权：
ρi(m)(k)=ζi(m)(k)·p(k)]]>
上式中，ρi(m)(k)为用户i的软判决加权结果；P(k)为第k级PIC算法的权值，p(1)＜p(2)…＜p(S)；S为PIC的级数。
用户i的信号再生单元44由软判决加权结果和信道估计结果以及用户的扰码和信道码，生成用户所有径的再生信号，并将在同一波束内用户的各径再生信号求和，得到用户在各波束内的再生信号。
Gji(k)=Σl=1Ljigjil(k)(t)]]>
上式中，Gji(k)表示用户i在波束j内的再生信号；gjil(k)(t)表示用户i在波束j内的第l径的再生信号。
多址干扰的估计与干扰对消单元45按照下式计算用户i在波束内的多址干扰：
I^ji(k)=Σn=1,n≠iKGjn(k)(t)]]>
其中，ji(k)表示第k级PIC单元中用户i在波束j内的多址干扰的估计结果；Gjn(k)(t)为第k级PIC单元中用户n在波束j内的再生信号，该信号由用户的信号再生单元提供。
除去最后一级PIC单元，各级PIC单元都要进行干扰对消。在多波束下，干扰对消按照如下公式进行：
Rji(k+1)(t)=rj(t)-I^ji(k)]]>
上式中，Rji(k+1)(t)是本级PIC单元中用户i送给下一级PIC单元的新波束信号之一。注意：对所有Lji≠0的波束进行上述计算。用户i送给下一级PIC单元的波束个数就是满Lji≠0的波束个数。这里还要指出：对于第一级PIC单元，用户i的输入波束信号为满Lji≠0的Rji(1)(t)=rj(t).]]>
虽然通过实施例描绘了本发明，本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本发明的精神。