FM时间频率分集信号处理方法及系统 【技术领域】
本发明涉及一种FM时间频率分集信号的信号处理方法，更具体地讲，是涉及主动声纳FM信号的一种脉间相关处理的方法及系统。
背景技术
主动声纳常用的波形是单频CW信号及FM信号，单频CW信号一般用于高多普勒目标，具有很好的频率分辨率，但时间分辨率差；而FM信号一般用于中低速目标，如LFM，HFM及其它频率调制信号；FM信号带宽越大，抗混响能力越强。水声信道是时间、频率两维衰落的，它对不同载频上同一信号包络具有解相关效应，这种效应用相干时间和相干带宽来度量，一般水声信道相干时间4s～24s，相干带宽300Hz；信道的相干带宽限制了FM信号带宽的增加，但为了提高声纳后置处理增益及抗混响能力，往往又需要增加带宽B；传统的声纳在FM信号中往往采用远大于300Hz的带宽；信号频率越高，宽带水声换能器越容易制作，带宽B越大；对FM宽带信号的后置处理过程中往往忽略掉水声信道环境的影响，这直接导致宽带FM回波信号与发射拷贝相关信号的失配，导致主动声纳性能急剧下降。FM时间频率分集信号作为一类FM信号，其元信号带宽可以减小到300Hz，满足信道相干带宽要求，但是该信号的常规处理方法为匹配滤波，由于未考虑信道的因素，仍然存在信号失配的风险。
要减小信道的调制作用对信号的后置处理影响，可采用基于匹配场处理(matched fieldprocessing，MFP)的方法，MFP通过将接收到的基阵数据与对假定的源位置参数根据传播模型计算得到期望场进行比较，来确定源的位置；信道的调制函数通过传播模型进行计算获得。MFP的处理效果依赖于模型的准确性，需要对水声环境的参数有非常准确的了解，但目前的技术水平无法实现对环境参数的完全掌握；MFP目前是水声研究的热门话题，离实际应用仍有一段距离；可以考虑的候选方法是：尽量消除水声环境的影响。
【发明内容】
为了解决FM信号环境失配的难题，本发明所要解决的技术问题是提出新的FM时间频率分集信号的处理方法。该方法基于元信号脉间相关的处理技术，对FM时间频率分集信号进行处理，能够极大地消除信道传递函数及目标反射函数的影响，实现复杂环境下目标回波信号的稳健检测。本发明所要解决的另一技术问题是提出能有效实现上述处理方法的处理系统。
本发明提出的FM时间频率分集信号的处理方法，包括以下步骤：
(1)构造FM时间频率分集信号
设FM元信号为s(t)，信号频带[-B0/2，B0/2]，脉宽为T，T一般选择几毫秒至几十毫秒，FM时间频率分集信号通过下式进行构造
r(t)=Σn=0N-1sn(t)=Σn=0N-1s(t-Tn)exp(j.2πfn.(t-Tn)),t∈[nT,(n+1)T],]]>
n=0,1,···,N-1,---(1)]]>
N为元信号个数，fn为载频，取载频fn间的差频df＝fn-fn-1相同，且df＞＝B，此处选择df＝B；Tn＝n*T，表示时间延迟量；sn(t)＝s(t-Tn).exp(j.2πfn.(t-Tn))，t∈[nT，(n+1)T]；sn+1(t)与sn(t)存在时间关系；式(1)表示将同一基带信号s(t)在不同时间调制到不同载频，可实现FM信号的时间频率分集构造；
(2)发射FM时间频率分集信号r(t)，并采集回波数据，目标回波信号为r’(t)，对采集信号进行信号预处理，完成信号解调及滤波，输出复时间序列g(t)，g(t)中包含目标回波信号r’(t)，但位置未知；
(3)对步骤(2)产生的复时间序列g(t)采用脉间相关处理
脉间相关处理包含两次间隔时间为T的脉间共轭相乘，T对应了FM时频分集信号元信号脉宽，第一次脉间共轭相乘
c(t)＝g(t).conj(g(t+T))， (2)
Conj表示复数取共轭，第二次脉间共轭相乘，间隔依然为T，即
c0(t)＝c(t).conj(c(t+T))， (3)
对c0(t)输出采用滑动窗积分，滑动窗宽度为(N-2)T
I(t)=∫t+(N-2)Tc0(λ)dλ,t≥0,---(4)]]>
I(t)即为脉间相关输出的时间序列，其峰值位置对应了目标回波信号r’(t)起始点；
(4)对步骤(3)产生的波束时间序列I(t)求绝对值abs(I(t))，进行CFAR处理，可采用对数CFAR检测器，完成所有单元背景估计及门限判断；
(5)经过门限判断的目标回波输出到显示设备。
本发明提出的FM时间频率分集信号的处理系统包括换能器阵、前放/滤波电路、ADC电路、信号预处理模块、脉间相关、CFAR处理模块和显示模块，换能器阵接收目标回波信号，经过前放/滤波电路和ADC电路，输出数字信号，送往信号预处理模块，信号预处理完成信号解调及滤波，输出复数序列，进行脉间相关处理，经过脉间相关处理的积分输出送往CFAR处理模块，消除近程与远程目标回波的起伏，实现目标回波的门限检测，并将过门限目标回波送往显示模块。
优选地，本发明上述前放/滤波电路还包括TVG增益调节电路，经过充分放大滤波的接收信号送往ADC电路，实现模拟信号至数字信号的转换。
相对于现有技术，本发明具有如下有益效果：
1、本发明提出的信号处理方法能够极大地消除水声信道及目标反射截面的影响。
水声信道存在时间频率两维起伏，设其调制函数为h1(t)，对应频谱H1(f)，目标反射函数为h2(t)，对应频谱H2(f)，由于信道相干时间一般大于4s，在目标反射截面不发生改变的情况下可将信道调制函数h1(t)及目标反射函数h2(t)视为某个滤波器h(t)的传递函数，满足因果性，发射信号r(t)经过滤波器h(t)，被水听器阵列接收到，接收回波g(t)可表示为
g(t)=r(t)⊗h(t)=Σn=0N-1sn(t)⊗h(t),---(5)]]>
对接收回波g(t)进行脉间相关处理，首先进行相隔时间为T的时间序列共轭相乘，即
c(t)=sn(t)⊗h(t).conj(sn+1(t)⊗h(t))=∫0∞sn(λ).s*n+1(λ).|h(t-λ)|2.dλ,]]>
=∫0∞|sn(λ)|2.|h(t-λ)|2.e-j2πB(t-Tn)dλ,]]>
sn+1(t)=sn(t)ej2πB(t-Tn),t∈[nT,(n+1)T],---(6)]]>
式(6)可见脉间共轭结果c(t)包含时间项水声环境引入的调制函数h(t)的影响仅限于幅度调制，相位调制作用被抵消；对c(t)再次进行相隔时间T的共轭相乘，即
c0(t)=c(t).conj(c(t+T))=∫0∞|sn(λ)|2.|h(t-λ)|2dλ.∫0∞|sn+1(λ)|2.|h(t+T-λ)|2dλ.,---(7)]]>
c0(t)为正，不含复数项，第一次脉间共轭引入地固有相差被抵消。
从式(5)、(6)、(7)推导可见，两次脉间共轭相乘避免了常规匹配处理的失配，水声环境引入的调制作用通过积分处理被抵消掉，具有环境鲁棒性。
2、本发明使FM信号既能处理中低速的目标，也可处理高速目标。
高速运动目标的脉间相关处理性能损失可按下述分析最小化：式(6)、(7)的元信号sn(t)与sn+1(t)之间的互相关类似于匹配处理，可按照模糊度图进行分析；考虑FM时频分集信号为LFM元信号填充，元信号脉宽T，带宽B，设目标运动速度为v，某一方向目标等效散射面长度为L，目标多普勒2v*f/c，同一截面回波可持续时间为L/v，则只需要满足相邻不同载频元信号多普勒差小于元信号频率分辨率，LFM信号频率分辨率为0.44/T，即2v*B/c＜0.44/T，可使频率失配引入的损失小于3dB；元信号脉冲压缩或展宽量应小于元信号时间分辨率，LFM时间分辨率为0.44/B，即2v*T/(c+v)＜0.44/B，可使时延失配引入的损失小于3dB；信号总脉宽应小于等效目标截面存在时间，即N.T＜L/v，整理这些限制条件得到
BT＜0.22c/v，T＜L/(v.N)， (8)
只要满足式(8)，则FM时频分集信号脉间相关处理的损失小于3dB。其它FM信号如HFM，PR信号的限制条件可参考上述分析。
3、本发明针对FM时间频率分集信号，处理结构简单，避免了常规匹配处理的失配现象，能够获得10log(N-2)*BT的处理增益，消除了环境引入的不确定性，具有很好的鲁棒性。
总之，本发明通过利用FM时间频率分集信号构造的特点，巧妙地利用脉间相关，消除水声信道及目标反射截面的调制作用，能够稳健地实现目标回波的检测，提高了主动声纳的检测性能，具有很好的环境适应性，适用于水下主动声纳对目标的探测。
【附图说明】
图1是本发明FM时频分集信号系统处理框图；
图2是本发明脉间相关处理流程图；
图3是本发明FM时频分集信号脉间相关处理图；
图4是本发明FM时频分集信号常规匹配处理与脉间相关处理结果的比较图。
其中：
100为换能器阵；200为前放/滤波电路；300为ADC电路；400为信号预处理模块；500为脉间相关；600为CFAR处理模块；700为显示模块；
501为脉间共轭乘I；502为脉间共轭乘II；503为积分处理；
801为目标回波；802为脉间共轭相乘I；803为脉间共轭相乘II；804为脉间相关积分输出；901为常规匹配处理输出。
【具体实施方式】
下面结合附图和具体实施例，进一步阐述本发明。这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明记载的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。
如图1所示，本发明一较佳实施例提供的FM时间频率分集信号的处理系统框架可参考图1，换能器阵100接收目标回波信号，FM时间频率分集信号填充元信号带宽取300Hz，脉宽根据目标运动速度选择几毫秒至几十毫秒，甚至更长；换能器阵100信号输出经过前放/滤波电路200，前放/滤波电路200还包括TVG增益调节电路，经过充分放大滤波的接收信号送往ADC电路300，实现模拟信号至数字信号的转换。ADC电路300要保证目标回波在其可采集范围内，信号回波不存在限幅，这要求TVG增益调节电路根据声信道传播损失曲线、发射源级、换能器灵敏度、前放放大倍数等确定合理的TVG控制曲线，否则将导致回波信号被过度放大限幅或信号太弱而未被充分采集。ADC电路300输出数字信号，送往信号预处理模块400，信号预处理模块400完成信号解调及滤波，输出复数时间序列；信号解调采用时域或频域解调，消除载频信息，同时获取复包络输出，可以实现降采样，降低数据率。脉间相关500对采集信号进行FM时频分集信号填充元信号的脉间相关处理，消除这些填充元信号之间固有的相位时间关系，同时消除水声信道传递函数及目标反射函数的影响，前提是信号的设计能够避免快速目标的影响，同时满足水声信道的稳定性要求，FM时间频率分集信号总长一般小于4s；脉间相关500的详细处理流程参考图2。经过脉间相关500处理的信号幅度送往CFAR处理模块600，采用基于对数CFAR检测器能更稳健地估计时间单元格的背景，并完成目标检测，检测门限由给定虚警概率pfa计算获得，前提假定回波幅度满足瑞利分布。经过CFAR检测器的目标回波提交显示模块700，实现目标的可视化。
图2为脉间相关流程图，经过信号预处理模块400输出的解析信号进行间隔为T的共轭相乘I 501，共轭相乘II 502，T为元信号脉宽，共轭相乘I 501完成信道传递函数及目标反射函数的去功能化，在脉冲持续时间N*T内信道传递函数及目标反射函数的综合结果为一满足因果性的滤波器函数，相邻元信号通过同一滤波函数再进行间隔T的共轭相乘I，将消除环境信息的影响；共轭相乘II 502目的是消除元信号载频信息不一致所引入的固有时间相位项e-j2πB(t-Tn)，便于积分处理503；经过共轭相乘I 501、共轭相乘II 502处理的信号输入积分处理503，完成时间长度为(N-2)T的滑动窗积分，获得信号积分峰值输出，从而实现信号的可检测性。整个处理过程不需要常规匹配处理。对于噪声或杂波干扰，其结构不再具有FM时间频率分集信号的固有结果，相隔时间T的信号并非由同一包络信号调制到不同载频，故共轭相乘I 501输出为随机复数序列，共轭相乘II 502处理也失去效果，结果是积分处理503积分输出不会获得相干积分结果，这样信号和噪声被区分开来。
图3是阵列信号通过信号预处理后某个波束脉间相关过程图，采用一线列阵采集的湖试数据，通道数目32，阵长2.3m，采样频率50kHz，目标离接收阵距离515m，方位97°左右(相对于线阵方向，阵元1至32方向设为180°)，对应目标信号出现在采样点34662；波束处理采用33个波束，在余弦空间等间隔分布，对应0°～180°；发射信号参数：元信号脉宽2ms，元信号带宽300Hz，元信号个数7个，总脉宽14ms。
图3采用分段处理，处理长度2048点(相对于采样率62500，相对于原始采样频率50kHz的8倍降采样)，信号预处理包括信号解调及波束形成，频域滤波等操作，信号解调到零中频；目标回波信号出现的位置用方框图指示，其所在波束方位为96.7°(对应第19号波束)，时间位置为采样点383。从图中目标回波801可见，信号严重失真，进行脉间共轭相乘I802(按照式(2)进行处理)，水声信道的传递函数对信号相位的调制作用被消除，但仍然存在信号调制信息；进行脉间共轭相乘II 803(按照式(3)进行处理)，信号带宽调制固有相位e-j2πB(t-Tn)被消除，变成零相位信号，对该信号进行(7-2)*2ms＝10ms长度的滑动窗积分(按照式(4)进行处理)，得到脉间相关积分输出804，信号峰值出现，信道的调制作用被完全积分输出，实现了目标回波的相干累积和混响杂波的抑制。
图4目标回波信号801经过常规匹配处理输出901，与脉间相关处理积分输出804的比较，从图中可见，常规匹配处理输出901起伏很大，存在失配，而且背景噪声大，而脉间相关处理输出804比较平滑，背景干扰低，实现了混响背景下的信号增强及杂波抑制。