探测活的物体的生命功能的方法和装置 本发明涉及一种探测活的物体所具有的生命功能(vitalfunk-tion)的装置，特别是用于探测活着的人体的生命功能，采用电磁波信号及其接收装置，该装置包括从电磁波信号中获取活体的特性频率组分的装置，本发明还涉及根据接收地电磁波信号探测活体，尤其是人体所具有的生命功能的方法，以及该装置和/或方法的应用。
本发明人已发现，活的物体以及活着的人的躯体通过其重要的生命功能，即通过心跳以及呼吸，可对高频电磁波信号产生不可估量的影响。
一般来说，这种生命功能具有公知的频率范围，例如人体，心率允许范围为0.5-3.4Hz，一般在1-2Hz范围内，呼吸范围为0.1-1.5Hz，从而确定了特性频率间隔。当人位于接收区内时，接收和记录电磁波信号过程中，可观察到这些频率间隔。此外依据接收和加工的信号可以确定已定方位的人数。这里体现了生物学多样性和特殊性的原理的应用，在此基础上，可以区分出不同人的心率和呼吸频率模式。但是从四个人起，各人的频率的叠加使每人的频率模式难于区分出来。也就是说，从这个人数开始，只能这样说：“至少具有四个人在场。”
在各种情况下，从0.01到10Hz的频率范围包括了所有人体可能的生命功能的频率。
值得注意的认识是，在没有发射功率的情况下，一个接收装置与一个获得活着的物体特性频率组分的装置共同作用能够得到所希望的生命功能的证明。
这也就是说，至少在该接收器附近的一个活着的物体提供了在上述频率范围内的信号组分，而不必进行具有载波信号(Traegersig-nal)的辐射。
本发明人采用电磁波信号接收器和获取活着的物体的特性频率组分的装置能够可靠地检测出3米以远或一层楼层的距离外所存在的活着的物体，而无需附加辐射信号。
在本发明的一个简化的实施例中，采用下面将描述的直接检波器足以实现对活体特性频率组分的接收，该直接检波器是一种二极管直接接收器。
之后人们使用附加的发射机照射检测区域，接收反射的、传输的或受控调节的射线，对上述的频率组分的研究证实了要监视的生命功能的存在。
出于监控和安全的考虑，为了能够在一定的距离还能接收到电磁射线，应采用电磁射线的频率范围是几百MHz到10GHz，这一频率范围保证了高的渗入深度。
这些射线经过调相，使高频载波信号附加几个Hz偏移的边带。这样的话，对这样彼此相邻很近的频带的证明需要采用传统接收技术的偏差小于10-12的短时稳定振荡器，这是至今认为难以实现的，花费过大。对于一般的采用很小的接收信号功率的情况，这个问题变得更为突出和尖锐化了。
下面将说明在从属权利要求中所体现的实施例的优越之处。
首先，显然可以采用已知的调相器来接收电磁波信号。例如常规的零差法、外差法、锁相环路法以及对一局部振荡回路的侧向激励的方法。但是可以肯定，这些已有方法中没有一个能够以合理的成本提供所希望的结果。只有采用直接检波器才能得到所需的效果，它可对调制的频率直接进行分频。因此，本发明对于已有接收方法进行了改进，并且未增加相应设备的投资。
采用具有非线性电流/电压特性曲线的元件作为分频元件，可以即经济又可靠地对感兴趣的频率成分实现检波(demodulation)。这种非线性元件可以是一个二极管，一个双极性晶体管或一个场效应晶体管，均可取得令人满意的效果。
这些器件不仅价廉，而且便于应用，这些器件的最佳工作区为100KHz-200MHz，在高接收频率的情况下，可在检波器前面串联一个频率变换装置。虽然这个变频装置在该信号产生时间区域内导致可容许的失真，不过只叠加了极小的附加噪声。
采用一个以固定频率发射电磁载波信号的发射装置能够提高要接收的信号；但最大的注意力应放在载波频率的稳定性上，以便将感兴趣的频率范围内的不希望的检波排除在外。一个具有高品质因数的振荡回路的简单的石英晶体稳定的模拟发射电路在经历了足够长的过程稳定化时间后显示出可作为合适的振荡器使用。
本发明的方法和本发明的装置适用于目标监视和/或安全系统。在下面的实施例说明中将介绍稳定的监控装置。
采用不同于高频数字滤波器的模拟扫描滤波器(Abtastfilter)绝对不会提供不利的附加的频率成分。其主要的作用是保持信号的质量。不希望出现的附加的信号成分(例如噪声和叠加的干扰)将通过在扫描之前和在模/数变换之前限制电磁波信号的带宽的高频上限加以抑制。
还有一点很重要，应采用一个模拟高通滤波器，以阻止发射振荡器和内部组件中的与频率有关的1/f噪声的低频成分。
本发明的装置及本发明的方法具有意料之外的优越特性，可适用于许多领域。
例如在司法执行和精神病院中，利用本发明装置可监视可能有危险的人，而无需特护人员的连续监视。
本发明将根据附图和各实施例得到进一步详细说明。
图1本发明装置的实施例的主要部分的示意图；
图2本发明装置的一个简化实施例的核心部分的示意图；
图3计算程序的结构示意图；
图4和4a信号处理步骤的流程图；
图5和6采用本发明装置获取的包含活着的人体生命功能频谱的电磁波信号的光谱曲线；
图7没有串接变换器的一个二极管直接接收电路；
图8a一模拟高通滤波器和一作为低通的去假频滤波器构成的电路的电路图；
图8b电压对称电路的电路图；
图9本发明生命功能监视仪第一实施例侧视图；
图10图9所示的本发明实施例的顶端从下面看的视图；
图11用于固定点安装的本发明的第二实施例的侧视图；
图12沿图11的本发明第二实施例的切线A-A的剖面视图；
图13用于室内监视的本发明的第三实施例；
图14图13所示装置的另一变型，用于监视具有多层的楼房；
图15用于房间和/或建筑物监视的又一种变型装置；
图16用于房间和建筑物前部区域监视的又一变型装置。
下面将根据各实施例详细说明本发明。
图1所示的装置具有一发射机1和一发射天线2，它以固定频率发射，频率范围最好几百MHz-10GHz范围内。
发射天线2最好是瓣状的，具有固定的方位特性。根据本发明的这个实施例，发射机1和发射天线2可以制成便携式装置或固定安装。
用标号3代表的整个部分是接收器，在图2所示的简化实施例中，它包括接收天线4，连接到一个直接检波器5上，该检波器从所接收的电磁波信号中检波出包含活体生命功能特性的频谱。这一检波可以是相位检波或频率检波，在其输出端得到所希望的频率成分。
图7中展示了一种直接检波器的实施例，不过这里也可采用公知的整流电桥式电路结构，产生一电压倍压或电压四倍压有效信号。
在接收器3中，检波器5的前面串接一个频率变换器6，它对在大约200MHz到THz频率范围内接收的信号变换到一定的频率范围，提高了检波器5的接收功率。在采用二极管、双极性或场效应晶体管时，上述适当的、向下变换的最佳工作区域为大约100KHz-200MHz。
接在直接检波器之后的是一个滤波器7，负责滤出不希望要的信号成分，它限制扫描之前(模/数变换之前)的电磁波信号的带宽频率高限，这个滤波器7也限制了带宽频率低限。接在滤波器7之后的放大器8提高接收信号的电压或电流，并且放大后的信号输向模/数变换器9进行变换。
经过模/数变换之后，含有活体特性频率成分的信息由一个计算机10进行频谱分析处理，并显示该频谱图。计算机提供活体特性频率成分的强度，并说明已探测的人体的生命功能的存在。
关于对该信号的时间分析，是将该数字信号与接收机3的反向传递函数进行折叠而对该信号进行修正。
因为该信号的可靠的检测非常困难，所以在下面将结合二极管直接接收器描述带有非线性元件的直接接收器。
二极管直接接收器
反射的信号是经过调相或频率调制的。这种调制采用一般的FM(调频)和PM(调相)接收技术是不可能完成或非常困难的。要精确检出一个具有0.2Hz的调相信号(例如在10GHz的情况下，为0.2±0.02Hz)，短时稳态的同步振荡器所具有的偏差必须小于10-12。这种要求到目前为止似乎在技术上尚未达到。
因此人们尝试一条出路，直接检测接收信号的调制。
例如采用具有在大范围内平方的(quadratisch)特性典线的器件；这些器件包括场效应晶体管，具有指数的特性曲线的器件(这些器件的特性曲线可以部分地用平方曲线来近似)，二极管和晶体管。如果两个频率之和作为附加的接收电压，则会产生高次项。
如果存在一个平方项，除整流电流外，会产生差频。为了将由被检测人体反射的调相信号检波，可以采用新的方式接入一个常规的整流装置，尽管对频率比的要求有所提高。
这个调相信号叠加到非线性特性曲线上，产生正比于调相频率Ω和其倍频k*Ω的电流。虽然这个调制曲线的形式根据检波原理并未保持不变，然而可以确信，本发明的大部分应用中曲线的变化是可以允许的，因为已足以能够检出调制信号。
在直接检测过程中，信噪比确定了灵敏度极限。距离为3米，所用振荡器功率大约为5mW时，对于呼吸频率的信噪比超过46分贝，对于心率的为26分贝。
假定由心脏发出球面波，发射和接收功率之间的关系与距离的二次幂成反比。呼吸频率UA与噪声UN或心率UH与噪声的幅值之比按上述关系可估算：在发射功率为1瓦时，关于心跳的接收极限距离约为50米，关于呼吸的接收极限距离为160米。
具有高增益和轻微噪声成分的天线在本发明的实施方案中可以相应地提高上述数值。
关于饱和电流I0和温压的理想二极管是硅功率二极管1N4004，作为整流器，这种二极管由于其较大的阻挡层电容只适用在高频。接着是小信号硅二极管1N4148，之后是硅肖特基二极管BAT46以及两个锗二极管AA116和AA144。
一个二极管直接接收器分别调节到440MHz，1.3GHz，2.4GHz，5.6GHz和10GHz。有二极管直接接收机的接收天线构成上述5个频率中的4个：
440MHz：半波偶极子V＝0.940，Z＝60.5Ω，BAT46
1.3GHz：半波偶极子V＝0.906，Z＝57.4Ω，BAT46
2.4GHz：半波偶极子V＝0.940，Z＝60.5Ω，BAT46
5.6GHz：整波长—三角形面积偶极子V＝0.73，Z＝140Ω，BAT46
在这些接收器中，相对于2.4GHz接收器的灵敏度已大大下降，而在10GHz的情况下，不能检出任何可用的电压，于是干脆不用10GHz的二极管直接接收器。因此，可用的二极管在高频时不再具有可用的整流效应。
由于本发明的信号从专家角度是分级具有测量极限的，因此对于所使用的天线类型应给予足够重视。
天线
天线的正向-反向比必须尽可能的大些，以便拒绝接收与主入射方向相反的信号。基于此点，旁瓣也必须最小化，总的波瓣图应具有尽可能紧凑的主瓣，而且没有旁瓣。
在本发明中，天线的输入阻抗能够和应该与实阻抗或复阻抗相匹配，这样在发射时可以实现功率匹配，而在接收时可以实现噪声匹配。依靠天线的结构形式不可能同时满足上述要求。
可用的天线是端射天线，因为相比较而言同等规格的背射天线总是具有极差的正向-反向比，因为波导结构必须沿反向被激励。该天线应该是尽可能宽带式的，无需再进行补偿。对数周期性结构是公知的具有十分出色的正向-反向比的宽带式天线。根据波导结构的对数级，既可实现带宽性，又可实现输出定向性。与同等规格的谐振天线相比，其结果不同，增益较小，一般不会对本发明的应用产生干扰。
可以用多圆锥面天线代替旋转抛物面天线，因为抛物面的结构的小于1/10个波长的偏差并没有对天线的性能产生不良的影响。抛物面的偏差即使为1/5个波长，增益损失也在2分贝以下，因此在大部分情况下，这一损失可忽略不计。
可以用易于实现的多圆锥反射器取代抛物面反射器结构，而不产生任何缺点。比较起来供电需求增大，使用与波长相比较大的且其辐射只限于内部区域的反射器可以改善正向-反向比。
为了克服偏振的问题，在本发明的实施例中，采用两个具有高频(5.6GHz和10.368GHz)的环形偏振天线，一个用作接收天线，一个用作发射天线。这种方案自然也会有损耗，一般至多为3分贝，但是与回转直线式偏振天线比较，所产生的损耗要小得多。
在本发明的一个实施例中，利用一个环形器(波导铁氧体旋磁元件)，可以只用一个总的发射/接收天线实现输入和输出波的分离。
由于所列举的测量技术的困难之处，应该对高频组件给予足够的重视。
高频组件
下面说明必要的高频组件。该装置需考虑基本组件和附助器件之间的联系。这相应于本发明实现的配置结构。
在高频区，即高于约200MHz的频区，在转换到中间频率137.5MHz后采用直接调制器。在这个频率下，二极管和晶体管的工作性能较好。
1.二极管混频器
二极管混频器由一个对称的四倍压电路构成，其输入端上带有一谐振回路，其输出端上带有一低通器。
与作为直接接收器的二极管的情况相反，这里的二极管混频器输出电压可达四倍电压，因为电源是串联连接的。由此而有限提高的内阻不会对其性能造成多大影响。
在实际运行中，这种二极管混频器的信噪比优于其他己知的混频器。
低频组件
在低频区中工作的全部组件均由一个单独的电源馈电。这里采用一个12V/2Ah的具有电压监控电路和合闸开关的铅蓄电池。在使用网络部件导致产生明显的干扰后，所有供电单元都必须严格分开。
从总的布置上看，发射侧是完全隔离的，接收侧只通过微计算机与网络连接，对于便携式的制成带电池驱动的设备。
1.前置放大器
这里采用一种低噪声的四级运算放大器作为前置放大器。其中一个放大器连接成工作电压对称方式，其余三个构成带通滤波器，并通过高通滤波器相互耦合。
一个低通滤波器限制第一级的噪声，经过一可选择的电阻二极管直接接收器经过该前置放大器被提供起始电流。总共采用两个具有不同放大系数的前置放大模块。由于总设备的灵敏度可能导致模/数变换器的过载和数据丢失，因此有必要使用一个受控调节的放大器。
2.扫描滤波器(去假频滤波器)
扫描与时间有关的信号必须具有一个高于双信号输入信号中所包含的最高频率的频率。因此输入信号必须在模/数转换之前必须对其进行频谱的限制。根据本发明的目的，这种限定必须采用一个模拟滤波器实现，而不能采用数字处理的方式。如果不考虑这点，就会出现对高于一半扫描频率的频谱成分的欠扫描(Unterabtastung)的情况。该频谱成分被混入低频区，导致不可逆转的信号错误，这样本发明的结果有可能不被达到。
用户认为在模/数变换后能够进行频带限定的数字式去假频滤波器对该问题完全不起作用；所有与扫描不足有关的错误都出现了。对已损坏的信号内容已不可能再进行数字校正。
有关专家关于模拟和数字参量大都有这种不正确的认识：用于模拟参量的数字化处理的测量系统的设计参数根据厂家的说明和这些厂家提供的硬和软件不能被达到。
后续处理对于模拟式去假频低通滤波器提出相当高的要求。因此动态范围至少比接在其后的模/数转换器好1比特，线性和非线性失真比模/数转换器至少好1比特。虽然一个N比特的模/数变换器的动态范围大多数实际上总共只有N-2比特，但必须考虑这种关系。如果运用检波理论而且实现了足够的动态区，也可以采用开关-电容-滤波器。
用扫描滤波器将输入信号折叠会引起信号幅值和相位畸变，并且由于滤波器的群时延引起包络线畸变。通过在计算机中将扫描滤波器的反向传递函数与已扫描的信号折叠的方法，在必要时对这一信号的失真进行校正。只有在正确扫描情况下才可采用这个程序。在欠扫描的情况下，则正相反，错误将进一步放大。
在上限信号频率fs，扫描频率fa，渐近斜率或扫描滤波器的级数N和过扫描因子K之间存在以下关系：K=ln(fa)-ln(fs)ln(2)-1]]>
A＝K*N＋1
A单位是比特，表示精度或分辨率。
当分辨率A＝13比特，极限频率fs＝2Hz时，可实现下列可能性：
1级滤波器(N＝1)→扫描频率fa＝16384Hz
3级滤波器(N＝3)→扫描频率fa＝64Hz
6级滤波器(N＝6)→扫描频率fa＝16Hz
上面最后一种组合正是本发明装置的实施例。如果是较小级数的滤波器，就其传递函数来说具有“好”的特性。但却必须考虑到最极端的过扫描情况，以便得到可实用的结果。尽管扫描频率高于16KHz，然而仅有最高达2Hz的频谱分量被正确检出(当A＝16位，fs＝20KHz，Fa＝44KHz时，应采用109级滤波器，从而实现符合检波理论的检波)。
过扫描的优点在于：每个模/数变换器既使具有理想的特性曲线，也会在要检波的信号上添加上量子化噪声，因此这个信号不仅通过量子化(即幅值不连续)被掺杂，而且还补入了噪声。
这一噪声可以近似认为是白色噪声，于是在较大的扫描带宽上，即过扫描情况下，在信号带宽内仅落入很少的噪声，因而能够成正比地改善上述变换器而不是信号的信噪比。
6级扫描低通滤波器是由两个3级低通滤波器串联构成(渐近边缘斜度18dB/octave或60dB/decade)的。每个低通滤波器包括一个作为电压输出器的运算放大器和一个RC电路。
通过将时间函数用上述信号通道的反向传递函数T-1(W)折叠并从而完成一个完整的极点-零点补偿的办法，可以通过所有滤波器的频率和相位特性变化及群时延来还原振幅，相位和包络线的失真。这种补偿是必要的，当原有的时间信号应还原时，和由模/数变换器和传输链上的元件产生的变形必须避免时，必须进行这种补偿。但有一种应用情况无需补偿，即需显著地检出频谱线的情况。
在本发明的一个实施例中，时间信号从变换器(接收天线)到个人计算机(模/数变换器)至少经过一个15级高通滤波器和一个第21级低通滤波器，它们是测量链的各元件的传递函数的乘积(直接混频器，前置放大器，2*低通滤波器，2*高通滤波器，模/数变换器)。
这个电子电路中模拟部分的动态特性可在需要时通过直接进行极点—零点补偿的组件加以改善。这样可降低噪声，可改善不良的传递特性，或者能实现按一定的标准的优化的传递特性。
3.高通滤波器
输入信号的针对低频的频谱限制是有利的，按照本发明其原因有三个：
1)1/f噪声
1/f噪声的幅度随频率的降低而增大。因此随着测量时间的增长，噪声分量总是随低频而产生，并且使测量信号失真，1/f噪声的主要来源是发射振荡器，转换振荡器和运算放大器。
2)慢动
被检测活体以恒定速度的运动相应产生一个多普勒频移，并由此产生能够落入要探测的频带内的频谱成分。但是活体的不规则运动会产生一个宽的附加带。运动越慢，频谱的频率越低，导致很难分离出噪声成分。
3)计算时间
为了识别频率f的频谱线，必须测量的最短时间为t＝1/f，也就是说，要探测的频率越低，测量需时越长。由于无法保证测量时间是感兴趣的频谱成分的整数倍，在进行傅利叶分析时会出现泄漏效应(Leckeffekt)。这导致频谱的扩展(Spreizung)。因此在分析低频时必须保持一个为周期长度的整数倍的测量时间，精度随测量时间成正比地提高。当频谱分析中误差为10％且为0.2Hz的低频时，一般来说必须按50秒长的测量时间计算。
图3表示该计算程序的结构。作为中心部件的微计算机采用IBM-PC兼容机，其容量和功率足以支持本发明的目的。
图4和图4a给出了实施处理步骤的方块图，其中F{}表示傅利叶变换，F-1{}表示傅利叶逆变换。
结果经过不同的试验，确定在单极分辨率为13比特(总分辨率14比特)时较合适的扫描速率为16Hz。频谱分析的窗口宽度选择为大约每33秒512个数值；窗口选用汉明窗口。
图5表示被试者在停止呼吸下的心率。频谱组分上升非常明显，以致不必作进一步加工即可检出被试者的心跳。图中划出的是相对于频率(Hz)的任意单位的频谱大小。本例中在2.4GHz时进行测量，接收器采用二极管直接接收器，即1/2偶极子，发射机是局部振荡器，被试者屏住呼吸。
图6显示由一个呼吸的被试者反射的信号的频谱，这里采用二极管直接接收器和对数周期定向天线以及1.3GHz的发射振荡器作为信号源。图中同时存在心率和呼吸频率。
在频率为440MHz时，本发明的试验遇到了困难，因为总的设备的灵敏度已达极限值。几乎所有的试验都显示出过激励和对外部事件的反应。
这个过激励的问题可采用相应的衰减解决，这样并不影响对呼吸和心跳状态的检测。
人们可如上所述使用一带天线的环形器，同时发射和接收。
这里所列举的实例表明，可以检测出活着的人体的存在，不管墙还是几十米的距离都不能构成障碍。合适的工作频率为1.3和2.4GHz。使用轻便式天线也能保持足够高的灵敏度，能够重现接收的结果，即心跳和呼吸清楚地识别出来，无需进行复杂的数字处理，因为接收信号本身具有很强的可识别性。
高通和去假频低通滤波器电路图
图8a和8b展示了用于限定带宽的组件的电路图。第三级高通滤波器抑制低频噪声，尤其是1/f噪声。接着第三级低通滤波器限制较高频率的频谱。然后一个线性发大级进行电平调整。工作电压是电对称的，因此一个单极电源足以满足要求。两个这种组件串联满足扫描原理的设计要求。
二极管检波器电路图
一个二极管检测器用于与中间频率混频的接收信号的相位检波，并且用作展开的接收天线的直接检波器。其电路图如图7所示。这个电路相应于一种典型的电导计；起始电流可以从输出侧注入。输入阻抗能够与ZF混频器或与天线相匹配。
二极管直接接收器电路图
二极管直接接收器由具有1/2或1个波长长度的、乘以相应的缩短因数的二极管检测器串接形成。从输出端可以输入一起始电流。
此外，每个装置带有一个单独的稳压电源和一个开/合开关，保证了具有较大时间常数的组件(局部振荡器，前置放大器，低通滤波器)能够持续运行，并且达到一种热力和电力上的平衡，同时能够中断在使用中间具有大电流消耗的组件(发射末端级，变换器)。
下面将介绍本发明优选实施例。
本发明的第一个实施例包括用于医疗领域监测呼吸和/或心跳的生命功能的系统，在外壳14内具有一发射天线2和接收天线4，各种带有相应的反射器。发射天线2与发射机1相连接，发射机向一个377Ω(实数)的等效负载提供20毫瓦的功率。
天线的水平和垂直的开角与各种应用相适配。为了在比较紧凑的区域进行监视，接收天线至少应具有这样的接收特性，即它具有很小的旁瓣，并且其主探测区具有人体胸廓般大小。接收天线4，Rx与一接收器相连接，该接收器通过一变换器6将输入信号变换到前述频率区域。接着是检波器5，放大器，滤波器7和一信号传输用的驱动器。
通过图中未示出的屏蔽的引线将信号送到分立的另处安装的模/数变换器9中。这个模/数变换器9和其他前述的计算电子装置可以装在一便携式手提箱内，也可以装在固定的电网供电的设备中，或者是在医院监测中心的具有以图5和6描述的方式表示的生命功能的集中显示的中央监测装置的一部分。为了能准确无误地计算在时间区域内的信号，进行与位于模/数变换之前的信号通路的反向传递函数的折叠。于是在中心监控站或手提式设备的监视器上可以显示出当时的生命功能，或带有图像存储设备的，还可显示出以前存档的生命功能。
在图10的简化实施例中，面板15上装有一个开/合开关16以及一个光学指示器17和/或一个声学指示器18。光学指示器17可如图10所示装在面板15的透明部分内，也可如图9所示装在外壳的上面。在本发明第一个实施例中，利用这种在图9中被用符号表示为螺丝连接装置的端子连接装置19可以很容易地到达要探测病人的床附近，并且固定就位。显然，在本发明范围内，这种定位装置可选用多种形式，例如采用配有固定安装配合件的机械连接或插口连接。这个装置可以在家庭范围固定在要探测的病人的床上或附近。
本装置通过一个活节杆21和在杆21端部连接的旋转绞链22共同作用可伸向任何想探测的方向。
在图11所示的另一实施例中，在外壳15的中部通过一个拉拔装置23固定到屋顶24上，拉拔装置23应是一种高度上可调节的装置，特别是可使外壳15向下降低，从而使探测装置可达到对其下面平躺的人体能实现最佳检测的位置，而且该装置向上升时不应受到任何阻力。
考虑到医院的现实情况，应将所测的频率的带宽限定在0.02Hz-6Hz之间，于是可检测出的呼吸周期为166毫秒-50秒和脉冲率为每分钟1.2-360次。接在后面的一个计算电路求出受到频谱限制的信号的高度，并且控制阈值调节，当生命功能警告信号消失时，发出一光学的和/或声学的警报，或者在集成系统中，将该报警信号继续传输到监控系统。
在又一种变化方案中，可探测的呼吸周期限定为低于30秒，因此直到对该信号进行分析时的时间间隔不超过30秒。
前述实施例的主要应用范围是指对有自杀危险的人的监测，对昏迷不醒的人以及带有烧伤的人的无线监视。在医院或在家里该装置可完成对最需要照顾的人以及幼小儿童的监视，以防其生命功能消失(突然死亡)。当除了纯机械上的障碍外，也减少心理上的负担时，由紧凑监视站的情况知道，通过敷设电缆造成的睡眠障碍可以被减轻，或部分消除。
本装置还可对怀孕期的妇女腹中胎儿的心跳进行监测。而且无需使用传统检测方法的电极，这种监测是毫无痛苦的和完整无缺的。
在图13所示的本发明的又一实施例中，可在房间25的一个墙角上安装发射/接收器实现对该房间的监测。如同前述各实施例的有关说明，发射天线2和接收天线4与信号分析电子电路连接。
发射机1的发射范围最好在300MHz-3GHz之内，它向50Ω(实数)或377Ω(实数)的等效负载输出从几毫瓦-几瓦的功率。在室内监测的情况下，天线2，4如图13所示，采用三极三棱镜(Tripol-Prisma)。
在图14所示的又一实施例中，在建筑物27的屋顶阁楼26内安装环形偏振式发射/接收天线2，4。通过选择发射天线2的适当的空间发射特性和接收天线4的适当的空间接收特性，使它们与所希望的探测区域(通常为需监控的建筑物的大小)相适配。此外可以在监测区内设置多个发射天线2以及接线天线4，各自与信号分析电路相连接。
图15给出的实施例中，在一个有关的屋顶28的后面安装发射或接收天线2，4，这种大平面的扩展式安装能精确地确定监测区域。在图15上侧壁29上还加装有一个隐蔽的监控装置。
在图16中，在对空间30的监测时，加装有一个发射-接收天线组合体2，4，用于前面区域的监控。图中所示的区域30可代表私人房屋的前面空场，也可代表办公建筑的露天空场。例如可用于对监狱和精神病院的低层建筑或平房进行无间断的监控。其后可接一个计算电子电路，它的设计同前述医院应用的相同，工作中可独立发信号。
其他可应用的重要领域包括化工企业以及核动力源或核燃料制备和回收的辐射设备。对这些化学或核辐射区域可进行上述平面覆盖式监视，这样，要在有关的报告获准时才可进入这些区域，而不必触发报警，或在排除有危害的材料时位于排料口附近的人都可被监测。
还有一个重要的应用领域是消防救火领域。一般到处都存放有灭火用的灭火剂或采用专用灭火方法，以防火灾损失过大(特别是印刷厂和计算机工业)，但是如果确定着火的建筑物中还有活着的人存在时，为了不对人造成危险，法律上对灭火剂的应用时间有限制性规定，但其缺点是对消防人员的躯体和生命不利，引起很大争议。因此需要快速地从着火的空间外面确定出火灾现场是否还有人活着，这样消防人员能快速准确地救出围困在火灾现场中的活着的人，也能大大降低消防人员的风险。而且人撤出后可加快开始用灭火剂灭火的过程，使火灾损失最小化。