数据解码仪 本发明涉及一种适于根据至少一个比较电平采用RLL(限制游程长度)来对从记录信息的记录媒体上读出的再现RF信号进行编码以输出通道位数据的数据解码仪，尤其是指一种数据解码仪，其在通道比较信号中存在不满足相同符号的最小游程长度和最大游程长度条件的任意部分的情况下，当执行电平判别时根据RF信号电平来选择被认为是误码的高概率位，以校正所选择的位，从而输出满足相同符号的最小游程长度和最大游程长度条件的通道位数据。
在传输数据或在记录媒体例如磁盘、光盘、或磁光盘等上记录数据时，执行数据调制以使其变得与传输或记录相一致。已知块编码就是这样一种调制体制。这种编码适合于将数据序列分成以m×i位为单位的单元(以下称为数据字)，以把这样的数据字根据适当的编码规则转换为包括n×i位的代码字。在这种情况下，当i等于1时，这个代码字变成固定长度代码，而当选择多个i值，即i大于等于2并且由i的最大值imax＝r实行转换时，这个代码字变成可变长度代码。这种块编码的代码通常用可变长度代码(d，k；m，n；r)表示。在这个表达式中，i是约束长度，r是最大约束长度。另外，d和k分别代表代码序列中落入(指定)两个连续“1”之间地“0”的最小连续个数和“0”的最大连续个数。
致密盘(CD)系统中使用的调制系统将作为实例来进行说明。在致密盘系统中，使用EFM(Eight to Fourteen Modulation：八到十四调制)体制。8位数据字被模式转换为14位的代码字(通道位数据)，从而加入对应的3位边界位(margin bit)以减少执行EFM记录后的直流成分(DSV)，在执行NRZI调制后分别加入边界位的代码字被记录在盘上。这种情况下，为满足逻辑“0”电平的最小连续个数是2以及逻辑“0”电平的最大连续个数为10的条件，将8位转换为14位并附加边界位。相应地，这个调制系统的参数是(2，10；8，17；1)。当假设通道位数据序列(记录波形序列)的位间隔为T时，最小反转间隔Tmin是3(＝2+1)T。此外，最大反转间隔Tmax是11(＝10+1)T。此外，探测窗宽度Tw被表示为(m/n)×T，在上述例子中这个值是0.47(＝8/17)T。
再有，执行NRZI调制后的相同符号的最小游程长度d’是3(＝d+1＝2+1)，相同符号的最大游程长度k’是11(＝k+1＝10+1)。
在上述的致密盘系统中，如果光盘上的凹点按线速方向减少，就会提高记录密度。这种情况下，对应于最小反转间隔Tmin的最小凹点长度减小。当这个最小凹点长度远小于激光束斑点大小时，凹点的探测就变得困难。这构成出现错误的原因。
此外，盘再现中，当偏斜(skew)应用于盘表面再现时，出错率恶化。盘的偏斜(角度)是盘和光轴形成的倾斜度(包括角度)，并且被区分为切线方向偏斜(分量)和径向偏斜(分量)，切线方向偏斜(分量)是盘凹点序列方向和光轴形成的倾斜度，径向偏斜(分量)是垂直于盘凹点序列的方向和光轴形成的倾斜度。对于这些偏斜分量中切线方向的偏斜(分量)，在相对短的时间内出错率恶化。这种出错率恶化导致设计系统时边界减小。
此外，作为对应于相同符号运行(连续)长度的错误分布相对于偏斜的各方向进行检查的结果，对应于切线方向的偏斜的错误主要发生在相同符号的游程长度为短的情况下。从更为实际的意义上看，由于发现Tmin(d’)的长度被解码为Tmin(d’-1)的长度，出错率恶化。也就是说，在上述的EFM系统中，在切线方向上发生偏斜的情况下，当假设记录波形序列的间隔为T时，发现在很大程度上发生由作为最小反转间隔Tmin的3T被解码为2T的情况而引起的错误。
此外，发现这种错误在一定程度上还因扰动例如径向偏斜和/或散焦即焦点上的位移(偏移)等而发生。而且，在诸如焦点上的偏斜或位移(偏移)等扰动格外巨大的情况下，发现也出现由作为最小反转间隔Tmin的3T被解码为1T的情况而引起的错误。
另一方面，在光盘中，允许(可容许)相对于制作中的盘的不对称有一定程度的边界。在相对于中心电平的向上和向下方向上的再现波形不对称的情况也必须在再现时考虑。
迄今为至，作为对出错率恶化的信号处理进行校正的方法，有一种维特比(Viterbi)解码方法。维特比解码法是一种允许小误码以搜索最短几何距离路径的最大似然解码法，并且是一种排斥低概率路径从而简化概率值的搜索以执行解码的方法。此外，在维特比解码方法中，其中可附加补偿最小反转间隔Tmin的算法。
然而，维特比解码方法的不足之处在于，其电路复杂并且硬件规模变大。此外，需要使用维特比解码方法来去除不对称干扰。在象光盘这样的允许(可容许)不对称干扰的系统中，对不对称进行优化变得有必要。其结果是，电路此外复杂化。
如上所述，在记录媒体例如光盘等中，可能存在许多确定偏斜边界变得困难的情况。特别是对于切线方向，导致较小的偏斜边界。
此外，在记录媒体例如具有高密度的光盘等中，由于稳定的最小反转间隔Tmin的再现变得困难，出错率恶化。
本发明的目的是解决上述的问题，其目的是提供一种数据解码仪，该数据解码仪适于在通过对从记录媒体中读出的信号二进制化而得到的通道位数据中存在不满足相同符号的最小游程长度和最大游程长度条件的部分的情况下，对通道位数据实行校正，以输出满足相同符号的最大游程长度和最小游程长度条件的通道位数据，因而有可能改善误码率，并确保偏斜边界。
本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(d’-1)探测部分，用于探测其中相同符号的游程长度为(d’-1)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(d’-1)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(d’-1)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(d’-1)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(d’-1)的通道位数据的校正处理，以使相同符号的游程长度为d’。
在根据本发明的数据解码仪中，例如用至少一个比较电平对从记录媒体上读出的再现RF信号解码，以输出通道位数据。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(d’-1)周期之前的通道位数据和正好在(d’-1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对正好在(d’-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(d’-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(d’-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(d’-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(d’-1)周期中的引导通道位数据与在(d’-1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对在(d’-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对在(d’-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(d’-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与对在(d’-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如对由来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号指定的位位置上的数据逻辑电平进行反转，以执行校正处理。
再有，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(d-1)探测部分，用于探测其中进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(d-1)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(d-1)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(d-1)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(d-1)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(d-1)的通道位数据的校正处理，以使“0”的游程长度为d。
在根据本发明的数据解码仪中，例如，从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平来解码，以输出其中落入(插入)编码序列中连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的通道位数据。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥0时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(d-1)周期之前的通道位数据和正好在(d-1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥0时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对正好在(d-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(d-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥0时输出一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(d-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(d-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在(d-1)周期中的引导通道位数据与在(d-1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对在(d-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对在(d-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(d-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与对在(d-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如对根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置上的数据逻辑电平进行反转，以便进一步反转指定的位位置的(d-1)周期外部的位位置上的数据逻辑电平，进而执行校正处理。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如将根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置上的“1”的数据移位成(d-1)周期外部的数据，进而执行校正处理。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(k’+1)探测部分，用于探测其中相同符号的游程长度为(k’+1)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(k’+1)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(k’+1)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(k’+1)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(k’+1)的通道位数据的校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’。
在根据本发明的数据解码仪中，例如，从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平来解码，以输出通道位数据。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(k’+1)周期之前的通道位数据和正好在(k’+1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对正好在(k’+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(k’+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧指定为校正位位置。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(k’+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(k’+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(k’+1)周期中的引导通道位数据与在(k’+1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对在(k’+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对在(k’+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(k’+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与对在(k’+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于对根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置上的数据逻辑电平进行反转，以执行校正处理。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(k+1)探测部分，用于探测其中进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(k+1)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(k+1)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(k+1)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(k+1)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(k+1)的通道位数据的校正处理，以使“0”的游程长度等于k。
在根据本发明的数据解码仪中，例如，从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平来解码，以输出其中落入(插入)代码序列中连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的通道位数据。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(k+1)周期之前的通道位数据和正好在(k+1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对正好在(k+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(k+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(k+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(k+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(k+1)周期中的引导通道位数据与在(k+1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对在(k+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对在(k+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(k+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与对在(k+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如对根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置上的数据逻辑电平进行反转，以便进一步反转指定的位位置的(k+1)周期外部的位位置上的数据逻辑电平，进而执行校正处理
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如将根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置上的“1”的数据移位成(k+1)周期外部的数据，进而执行校正处理。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(d’-2)探测部分，用于探测其中相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(d’-2)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(d’-2)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据的校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’。
在根据本发明的数据解码仪中，例如，从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平解码，以输出通道位数据。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将正好在(d’-2)周期之前的位和正好在(d’-2)周期之后的位指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，位校正部分执行例如校正处理以反转位的逻辑电平。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(d-2)探测部分，用于探测其中进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(d-2)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(d-2)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据的校正处理，以使“0”的游程长度等于d。
在根据本发明的数据解码仪中，例如从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平解码，以输出通道位数据。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将正好在(d-2)周期之前的位和正好在(d-2)周期之后的位指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，位校正部分用于例如反转由校正位位置探测部分指定的位的逻辑电平，以进一步反转在其相邻两侧的位的逻辑电平。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(k’+2)探测部分，用于探测其中相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(k’+2)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(k’+2)探测部分探测出的其中的相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据的校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’。
在根据本发明的数据解码仪中，例如从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平解码，以输出通道位数据。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在(k’+2)周期中的引导位和最后位指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如反转由校正位位置探测部分指定的位的逻辑电平。
此外，本发明是直接对应用于记录媒体的数据再现设备中的数据解码仪，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，该仪器包括：(k+2)探测部分，用于探测其中执行NRZI调制后的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据；校正位位置探测部分，用于输出一个校正位位置指定信号，以指定由(k+2)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据的校正位置；和数据校正部分，用于根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来执行对由(k+2)探测部分探测出的其中的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据的校正处理，以使“0”的游程长度等于k。
在根据本发明的数据解码仪中，例如从记录媒体中读出的再现RF信号用至少一个比较电平解码，以输出通道位数据。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在(k+2)周期中的引导位和最后位指定为校正位位置。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，数据校正部分用于例如反转由校正位位置探测部分指定的位的逻辑电平，以进一步反转其两侧的位的逻辑电平。
图1是表示应用本发明的数据解码仪的结构框图；
图2是表示图1所示数据解码仪中的位数据反转校正部分、(d’-1)探测部分和(k’+1)探测部分的结构的电路框图；
图3是表示图1所示数据解码仪中的再现RF信号电平存储器部分和各个校正位位置探测部分的结构的电路框图；
图4是表示校正位位置探测部分的另一结构的电路图；
图5是解释图1所示数据解码仪中不满足最小游程长度条件时校正操作的时序图；
图6是解释图1所示数据解码仪中不满足最大游程长度条件时校正操作的时序图；
图7是解释图1所示数据解码仪中不满足最小游程长度条件时另一个校正操作的时序图；
图8是表示应用本发明的数据解码仪的另一结构的框图；
图9是解释图8所示数据解码仪中校正操作的时序图；
图10是表示图8所示数据解码仪中的再现RF信号的眼图的示意图；
图11是表示应用本发明的数据解码仪的进一步结构的框图；
图12是表示图11所示数据解码仪中用作波形均衡器的余弦均衡器结构的电路框图；
图13是表示图11所示数据解码仪中不对称校正电路结构的电路框图；
图14是表示图11所示数据解码仪中位时钟发生电路结构的电路框图；
图15是表示图11所示数据解码仪中用作1T/2T探测部分的逻辑电路结构的电路框图；
图16是表示图11所示数据解码仪中用作绝对值电路的逻辑电路结构的电路框图；
图17是表示图11所示数据解码仪中用作最小游程长度校正位位置探测部分的逻辑电路结构的电路框图；
图18是表示图11所示数据解码仪中在对应于再现RF信号校正电平数据而输入被鉴别为2T的模式的情况下操作的时序图；
图19是表示图11所示数据解码仪中在对应于再现RF信号校正电平数据而输入被鉴别为2T的另一个模式的情况下操作的时序图；
图20是表示图11所示数据解码仪中在对应于再现RF信号校正电平数据而输入被鉴别为1T的模式的情况下操作的时序图；
图21是表示应用本发明的数据解码仪的又一个结构的框图；
图22是表示图21所示数据解码仪中(d’-2)探测部分和对应于(d’-2)探测部分的位数据反转校正部分的主要部分的结构的电路框图；
图23是解释图21所示数据解码仪中位数据反转校正部分操作的时序图；
图24是表示图21所示数据解码仪中(k’+2)探测部分和对应于(k’+2)探测部分的位数据反转校正部分的主要部分的结构的电路框图；和
图25是解释图21所示数据解码仪中位数据反转校正部分操作的时序图。
下面将参照附图对本发明的优选实施例加以详细说明。
作为典型示例，本发明实施例将用一个设备来详细描述，该设备适于再现来自作为记录媒体的光盘的经NRIZ调制的通道位数据序列，在该记录媒体上用作记录代码的二进制电平的(d，k)记录代码用NRZI调制来记录，二进制电平的(d，k)记录代码上的相同符号的最小游程长度(连续个数)d为2，而相同符号的最大游程长度(连续个数)k为10。在这种情况下，(d，k)记录代码是指定边沿的代码，在执行NRZI调制之后的通道位数据序列(NRZI调制的通道位数据序列)是指示相应于凹点形状电平的代码。此外，在执行NRZI调制之后的相同符号的最小游程长度d’是3(＝d+1＝2+1)，在执行NRZI调制之后的相同符号的最大游程长度k’是11(＝k’+1＝10+1)。
图1是表示应用本发明的数据解码仪的结构框图。这个数据解码仪1大致包括：输入信号处理单元2；和数据解码处理单元3。在上述图1中，没有直接参与数据解码仪操作的伺服电路等被忽略了。
输入信号处理单元2包括：心轴电机5，用于旋转驱动光盘4；光拾取器6，用于通过物体透镜(物镜)将激光束辐射到光盘4的信号表面，并适于从光盘4接收反射光，以输出再现信号6a；前置放大器7，用于放大从光拾取器6输出的再现信号6a；波形整形单元(整形器)8，其允许对从前置放大器7输出的再现RF信号7a进行波形整形，由此根据比较电平9a输出二进制脉冲信号8a；比较电平设置部分9，用于对从波形整形器8输出的脉冲信号8a积分而得到的直流电压和参考电压进行比较，以执行比较电平9a的负反馈控制；和PLL系统的位时钟发生部分10，用于根据从波形整形器8输出的脉冲信号8a来产生位时钟10a，以输出位时钟10a。
数据解码处理单元3包括：A/D转换器11，用于再现RF信号，其根据位时钟10a来对再现RF信号7a采样，以对采样得到的再现RF信号进行量化，从而输出再现RF信号电平数据11a；A/D转换器12，用于比较电平，其根据位时钟10a来对比较电平9a采样，以对采样得到的比较电平进行量化，从而输出比较电平数据12a；比较器部分13，用于对再现RF信号电平数据11a和比较电平数据12a进行比较，从而当再现RF信号电平等于或大于比较电平时，比较器部分输出逻辑“1”电平的通道位数据13a(二进制信号)，而当再现RF信号电平小于比较电平时，比较器部分输出逻辑“0”电平的通道位数据13a(二进制信号)；电平差计算部分14，其被提供有再现RF信号电平数据11a和比较电平数据12a，以计算再现RF信号电平数据和比较电平数据之差的绝对值，从而输出电平差数据14a；位数据反转校正单元15；(d’-1)探测部分16；(k’+1)探测部分17；最小游程长度校正位位置探测部分18；最大游程长度校正位位置探测部分19；和再现RF信号存储器部分20。
应注意的是的是，在没有产生比较电平9a以执行负反馈控制的情况下，即，没有以预先设置的固定比较电平进行波形整形和通道位数据二进制化判别的情况下，用于比较电平的A/D转换器12是没有必要的。在这种情况下，除了从比较电平A/D转换器12输出的比较电平数据12a外，还可发出对应于预先设置的固定比较电平的比较电平数据。
此外，在数据解码处理单元3是这样构成的，即，在比较器部分13上，将再现RF信号7a在A/D转换器11上执行A/D转换所得到的再现RF信号电平数据11a和比较电平数据12a进行比较，以获得通道位数据(二进制信号)13a，其中可能使用这样一种结构，即，对从波形整形器8输出的脉冲信号8a根据在位时钟发生部分10产生的位时钟10a进行锁存以得到二进制信号(通道位数据)，并将根据位时钟10a进行锁存而得到的二进制信号(通道位数据)发送给位数据反转校正部分15。
此外，当采用其中的电平差计算部分14计算再现RF信号电平数据和比较电平数据之差的绝对值并输出电平差数据14a的结构时，再现RF信号存储器部分20存储从电平差计算部分14输出的电平差数据14a，其中可能使用这样一种结构，即，其中再现RF信号电平数据11a和比较电平数据12a被按时间顺序存储在再现RF信号存储器部分20中，以在校正位位置探测中确定再现RF信号电平数据11a和比较电平数据12a之差的绝对值。应注意的是，在比较电平固定的情况下，没有必要存储比较电平数据12a。
图2是表示位数据反转校正部分15、(d’-1)探测部分16、和(k’+1)探测部分17的具体结构的电路框图。位数据反转校正部分15包括：移位寄存器，其结构为14个D触发器的14个级级联；和2(二)输入与门G1～G8，用于反转暂时存储在D触发器F1、F2、F4和F13的第一、第二、第四和第十三级的通道位数据。
向D触发器F1～F14的时钟输入端CK提供位时钟10a。向第一级D触发器F1的数据输入端D提供从比较器部分13输出的通道位数据(二进制信号)13a。各个级的D触发器F1～F13的输出端Q被连接到其各个下一级的D触发器F2～F14的输入端D。此外，已解码的通道位数据15a从第十四级的D触发器F14的数据输出端输出。
第一、第二、第四和第十三级的D触发器F1、F2、F4和F13是具有置位/复位功能的D触发器，每一个都设有置位端S和复位端R。
向第一级D触发器F1的复位输入端R提供从第一与门G1输出的信号。而向第一级D触发器的置位输入端S提供从第二与门G2输出的信号。第一与门G1的一个输入端被提供有从最小游程长度校正位位置探测部分18输出的校正位位置指定信号18a。第一与门G1的另一个输入端连接第一级D触发器F1的数据输出端Q。第二与门G2的一个输入端被提供从最小游程长度校正位位置探测部分18输出的校正位位置指定信号18b。第二与门G2的另一个输入端连接第一级D触发器F1的反转数据输出端NQ。
当在第一级D触发器F1的数据Q输出处于逻辑“1”电平的状态下发送校正位位置指定信号18b时，第一与门G1变成逻辑“1”电平。其结果是，逻辑“1”电平输出被发送到第一级D触发器F1的复位输入端R。因此，第一级D触发器F1的Q输出被反转，以提供逻辑“0”电平的Q输出。
当在第一级D触发器F1的Q输出处于逻辑“0”电平状态，即NQ输出为逻辑“1”电平的情况下发送校正位位置指定信号18b时，第二与门G2变成逻辑“1”电平。由于逻辑“1”电平输出被送到第一级D触发器F1的置位输入端S，第一级D触发器F1的Q输出端被反转，以提供逻辑“1”电平。
在第二、第四和第十三级的D触发器F2、F4和F13上，提供了类似于第一级的各个与门G1、G2的电路。此外，在从最小游程长度校正位位置探测部分18发送出校正位位置指定信号18b的情况下，第四级D触发器F4的输出数据通过与门G5或与门G6反转。相似地，在从最大游程长度校正位位置探测部分19发送出校正位位置指定信号19b的情况下，第二级D触发器F2的输出数据通过与门G3或与门G4反转。而且，在从最大游程长度校正位位置探测部分19发送出校正位位置指定信号19a的情况下，第十三级D触发器F13的输出数据通过与门G7或与门G8反转。
(d’-1)探测部分16包括两个4(四)输入与门G9、G10，和一个被提供有4(四)输入与门G9、G10的各个输出的2(二)输入或门G11。在第一到第四级的D触发器F1到F4的Q输出逻辑电平分别是0、1、1、0的情况下，即在NRZI调制过的通道位数据序列中逻辑“1”电平的游程长度是2的情况下，4输入与门G9产生逻辑“1”电平的逻辑积输出。在第一到第四级的D触发器F1到F4的Q输出逻辑电平分别是1、0、0、1的情况下，即在NRZI调制过的通道位数据序列中逻辑“0”电平的游程长度是2的情况下，4输入与门G10产生逻辑“1”电平的逻辑积输出。此外，这个(d’-1)探测部分16在逻辑“1”电平的最小游程长度是2和逻辑“0”电平的最小游程长度是2两种情况下通过2输入或门G11来输出指示已经相对于最小游程长度d＝2探测到(d’-1)的通道位数据序列的(d’-1)探测信号16a。
值得注意的是，(d’-1)探测部分16可能具有这样一种结构，即，其中两个4输入与门G9和G10被两个异或门所代替，2输入或门G11被2输入与门所代替，以得到(d’-1)探测信号16a作为第一到第二级的D触发器F1和F2的各个Q输出的异或逻辑和输出与第三到第四级的D触发器F3和F4的各个Q输出的异或逻辑和输出的逻辑积输出。
而在本实施例中，由于这个处理被用在使用NRZI调制后的通道位数据序列来辨别是否满足最小游程长度条件，因此示出了一种结构，用于采用逻辑“0”电平或逻辑“1”电平的游程长度是2的情况来判别其中相同符号的游程长度表示为(d’-1)的部分，也可使用对NRZI调制后的通道位数据进行逆NRZI调制进而采用相同符号的游程长度为1的情况来判别(d’-1)部分的结构。
(k’+1)探测部分17包括：两个14(十四)输入与门G12、G13，和一个提供有14(十四)输入与门G12、G13的各个输出的2(二)输入或门G14。在第一和第十四级的D触发器F1和F14的Q输出均为“0”逻辑电平，第二和第十三级的D触发器F2和F13的Q输出均为“1”逻辑电平情况下，即在NRZI调制过的通道位数据序列中逻辑“1”电平的游程长度是12的情况下，14输入与门G12产生逻辑“1”电平的逻辑积输出。在第一和第十四级的D触发器F1和F14的Q输出均为“1”逻辑电平，第二和第十三级的F2和F13的Q输出均为“0”逻辑电平情况下，即在NRZI调制过的通道位数据序列中逻辑“1”电平的游程长度是12的情况下，14输入与门G13产生逻辑“1”电平的逻辑积输出。此外，这个(k’+1)探测部分17在逻辑“1”电平的最小游程长度是12和逻辑“0”电平的最小游程长度是12两种情况下，通过2输入或门G14输出指示已经相对于最大游程长度k＝10探测到(k’+1)的通道位数据序列的(k’+1)探测信号17a。
而在本实施例中，由于这个处理被用在使用NRZI调制后的通道位数据序列来辨别是否满足最大游程长度条件，因此示出了一种结构，用于采用逻辑“0”电平或逻辑“1”电平的游程长度是12的情况来判别其中相同符号的游程长度表示为(k’+1)的部分，也可使用对NRZI调制后的通道位数据进行逆NRZI调制进而采用相同符号的游程长度为11的情况来判别(k’+1)部分的结构。
值得注意的是，在图2中尽管示出了(d’-1)探测部分16和(k’+1)探测部分17的具体电路示例，其采用其中的14级移位寄存器包括位数据反转部分15的结构来对移位寄存器各个级进行解码输出，以此探测(d’-1)和(k’+1)，通过使用在每次从比较器部分13输出的通道位数据(二进制信号)13a被反转时计数器被复位的结构，(d’-1)探测部分16和(k’+1)探测部分17可适用于对相同符号(相同逻辑电平)的连续个数计数，而当计数器由2的相同符号连续个数复位时，它输出(d’-1)探测信号16a，当相同符号连续个数为12而被复位时，它输出(k’+1)探测信号17a。此外，位数据反转校正部分15可以用，例如，随机存取存储器(RAM)和其读/写控制电路而构成。
图3是表示再现RF信号电平存储器部分20和各个校正位位置探测部分18、19的结构的电路框图。再现RF信号电平存储器部分20由位并行输入-位并行输出型移位寄存器构成，其中包括级连起来的数据锁存电路D1～D14的14个级。各数据锁存器D1～D14的时钟输入端CK被提供有位时钟10a。第一级数据锁存器D1的数据输入端D被提供有由电平差计算单元14计算出的电平差数据14a(再现RF信号电平和比较电平之差的绝对值)。各个级的数据锁存电路D1～D13的数据输出端Q连接到各个下一级的数据锁存电路D2～D14的数据输入端D。
图2所示的位数据反转校正部分15中的各个D触发器F1到F14按时间顺序暂时存储14位的通道位数据(二进制信号)。当执行存储在各个D触发器F1到F14的通道位数据(二进制信号)的二进制化判别时，图3所示的再现RF信号电平存储器部分20中的各个数据锁存电路D1到D14按时间顺序暂时存储再现RF信号电平(数值)和比较电平。在例如逻辑“1”电平的数据被存储在D触发器F1中的状态下，当执行逻辑“1”电平判别时，再现RF信号电平和比较电平之差的绝对值被存储在数据锁存电路D1。
最小游程长度校正位位置探测部分18包括一个幅度比较器M1和两个与门G15、G16。幅度比较器M1的一个输入端组M1a被提供有第一级数据锁存电路D1的Q输出。幅度比较器M1的另一个输入端组M1b被提供有第一级数据锁存电路D4的Q输出。这个幅度比较器M1判别发送给输入端组M1a的数据和发送给输入端组M1b的数据之间的幅度关系，从而，在发送到输入端组M1a的数据小于发送到输入端组M1b的数据情况下，该比较器输出第一判别结果M1c，而在发送到输入端组M1b的数据小于发送到输入端组M1a的数据情况下，该比较器输出第二判别结果M1d。
再有，当第一判别结果M1c被发送到与门G15的一个输入端时，(d’-1)探测信号16a被发送到与门G15的其他输入端，第一判别结果M1c被作为校正位位置指定信号18b而输出。此外，当第二判别结果M1d被发送到与门G16的一个输入端时，(d’-1)探测信号16a被发送到与门G16的其他输入端，第二判别结果M1d被作为校正位位置指定信号18a而输出。在这种情况下，使用校正位位置指定信号18a将正好(d’-1)周期之前的位指定为校正位，使用校正位位置指定信号18b将正好在(d’-1)周期后的位指定为校正位。
在由(d’-1)探测部分16探测到NRZI调制后的通道位数据序列中的其中相同符号的游程长度为2的周期的情况下，如果该正好在周期前后的位均被校正(逻辑电平被反转)，则最小游程长度d’的条件能被满足。当正好(d’-1)周期前后的位被执行二进制化判别时，图3中的最小游程长度校正位位置探测部分18比较电平差数据(再现RF信号电平(数值)和比较电平之差的绝对值)，以将电平差数据较小的位位置指定为待校正的位位置。
最大游程长度校正位位置探测部分19包括一个幅度比较器M2和两个与门G17、G18。幅度比较器M2的一个输入端M2a组被提供有第一级数据锁存电路D1的Q输出。幅度比较器M2的另一个输入端组M2b被提供有第一级数据锁存电路D4的Q输出。这个幅度比较器M2判别发送给输入端组M2a的数据和发送给输入端组M2b的数据之间的幅度关系，从而，在发送到输入端组M2a的数据大于发送到输入端组M2b的数据的情况下，该比较器输出第一判别结果M2c，而在发送到输入端组M2b的数据大于发送到输入端组M2a的数据的情况下，该比较器输出第二判别结果M2d。
再有，当第一判别结果M2c被发送到与门G17的一个输入端时，(k’+1)探测信号17a被发送到与门G17的其他输入端，第一判别结果M2c被作为校正位位置指定信号19b而输出。此外，当第二判别结果M2d被发送到与门G18的一个输入端时，(k’+1)探测信号17a被发送到与门G18的其他输入端，第二判别结果M2d被作为校正位位置指定信号19a而输出。在这种情况下，正好在(k’+1)周期前的位被使用校正位位置指定信号19a指定为校正位，正好在(k’+1)周期后的位被使用校正位位置指定信号19b指定为校正位。
在由(k’+1)探测部分17探测到NRZI调制后的通道位数据序列中的其中相同符号的游程长度为12的周期的情况下，如果正好在周期前后的位均被校正(逻辑电平被反转)，则最大游程长度k’的条件能被满足。当正好在(k’+1)周期前后的被执行二进制化判别时，图3中的最大游程长度校正位位置探测部分19比较电平差数据(再现RF信号电平(数值)和比较电平之差的绝对值)，以将电平差数据较大的位位置指定为待校正的位位置。
如上所述，在图3所示的结构中，在最小游程长度和最大游程长度不被满足的情况下，待校正的位位置通过使用在不满足条件的周期两外侧的位二进制化判别时刻的电平差数据来选择。与之相反，待校正的位置可以根据不满足最小游程长度和最大游程长度条件的周期两外侧的引导位和最后位的二进制化判别时刻的电平差数据为基础来选择。
图4是表示最小游程长度校正位位置探测部分和最大游程长度校正位位置探测部分的另一个实施例结构的电路框图。图4中所示的最小游程长度校正位位置探测部分180使用幅度比较器M3，从而在(d’-1)探测信号16a被发送到输出控制端M3e的情况下输出比较结果M3c、M3d。幅度比较器M3的一个输入端组M3a被提供有第二级数据锁存电路D2的输出。幅度比较器M3的另一个输入端组M3b被提供有第三级数据锁存电路D3的输出。
这个幅度比较器M3用于在发送到输入端组M3a的数据，即数据锁存电路D2的输出，大于发送到输入端组M3b的数据，即数据锁存电路D3的输出，并且输出比较判别结果的情况下，输出逻辑“1”电平(H电平)的第一判别结果M3c。
再有，这个幅度比较器M3用于在数据发送到另一输入端组M3b的情况下，即数据锁存电路D3的输出大于发送到输入端组M3a的数据，即数据锁存电路D2的输出，并且输出比较判别结果的情况下，输出逻辑“1”电平(H电平)的第二判别结果M3d。此外，最小游程长度校正位位置探测部分180将第一判别结果M3c作为校正位位置指定信号18b输出，并将第二判别结果M3d作为校正位位置指定信号18a输出。
最大游程长度校正位位置探测部分190使用幅度比较器M4，从而在(k’+1)探测信号17a被发送到输出控制端M4e的情况下输出比较结果M4c、M4d。幅度比较器M4的一个输入端组M4a被提供有第二级数据锁存电路D2的输出。幅度比较器M4的另一个输入端组M4b被提供有第十四级数据锁存电路D14的输出。
这个幅度比较器M3用于在发送到输入端组M4a的数据，即数据锁存电路D2的输出小于发送到输入端组M4b的数据，即数据锁存电路D14的输出，并且输出比较判别结果的情况下，输出逻辑“1”电平(H电平)的第一判别结果M4c。
再有，这个幅度比较器M4用于在发送到另一输入端组M4b的数据，即数据锁存电路D14的输出小于发送到输入端组M4a的数据，即数据锁存电路D2的输出，并且输出比较判别结果的情况下，输出逻辑“1”电平(H电平)的第二判别结果M4d。此外，这个最大游程长度校正位位置探测部分190将第一判别结果M4c作为校正位位置指定信号19b输出，并将第二判别结果M4d作为校正位位置指定信号19a输出。
因此，最小游程长度校正位位置探测部分180比较相对于NRZI调制过的通道位数据序列中的相同符号的游程长度为2的周期执行引导位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D3的输出)和在相同符号的游程长度为2的周期的最后位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D2的输出)之间的幅度关系，由此，在执行引导位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D3的输出)较大的情况下，它输出校正位位置指定信号18a以校正正好在引导位之前的位。此外，最小游程长度校正位位置探测部分180用于在相同符号的游程长度为2的周期的最后位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D2的输出)较大的情况下，输出校正位位置指定信号18b以校正正好在最后位之后的位。
最大游程长度校正位位置探测部分190比较相对于在NRZI调制过的通道位数据序列中相同符号的游程长度为12的周期执行引导位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D14的输出)和在相同符号的游程长度为12的周期的最后位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D2的输出)之间的幅度关系，由此，在执行引导位的二进制化判别时的电平差数据(即数据锁存电路D14的输出)较小的情况下，输出校正位位置指定信号19a，以校正正好在引导位之前的位。此外，最小游程长度校正位位置探测部分190用于在相同符号的游程长度为12的周期的最后位的二进制化判别的电平差数据(即数据锁存电路D2的输出)较小的情况下，输出校正位位置指定信号19b以校正正好在最后位之后的位。
应注意的是，尽管图1示出了一种结构，其适于在再现RF信号电平存储器部分上暂时存储通过在A/D转换器11上转换再现RF信号7a而得到的再现RF信号电平数据11a与比较电平数据12a之间的电平差数据14a，但仍可以使用这样一种结构，其当执行通道位数据判别时，使用多组电荷存储型采样保持电路而不使用A/D转换电路来存储再现RF信号7a的信号电平。此外，还可以使用这样一种结构，其当执行通道位数据判别时，用诸如CCD等这样的电荷转移设备(元件)来存储再现RF信号7a的信号电平。相似地，对于比较电平9a，也可以通过使用电荷存储型采样保持电路或诸如CCD等电荷转移设备(元件)等来暂时存储上述信号电平。
现将描述根据本发明的数据解码仪的操作。用光拾取器6从图1所示的光盘4上读出的再现信号6a被前置放大器7放大。放大后的信号在波形整形器8上进行波形整形。然后把由此得到的整形信号转换成为二进制电平的脉冲信号8a。如此，与这个脉冲信号8a同步的位时钟10a在位时钟发生部分10上产生。由此得到的位时钟因而被输出。
数据解码处理部分3中的各个A/D转换器11、12根据位时钟10a对再现RF信号7a和比较电平9a进行A/D转换，以分别输出再现RF信号电平数据11a与比较电平数据12a。比较器部分13比较再现RF信号电平数据11a与比较电平数据12a，由此在再现RF信号电平数据11a等于或大于比较电平数据12a的情况下，它输出逻辑“1”电平(H电平)的二进制信号作为通道位数据13a，而在再现RF信号电平数据11a小于比较电平数据12a的情况下，它输出逻辑“0”电平(L电平)的二进制信号作为通道位数据13a。
与位时钟10a同步从比较器部分13输出的通道位数据13a通过位数据校正部分15中的14级移位寄存器输出，并被发送到信号处理单元等(未示出)。
电平差计算部分14计算再现RF信号电平数据11a与比较电平数据12a之差的绝对值，以将由此获得的绝对值作为电平差数据14a输出。再现RF信号电平存储器部分20按时间顺序存储电平差数据14a。
如图2所示，(d’-1)探测部分16用于当它在位数据反转校正部分15中根据第一到第四级的D触发器F1～F4来探测到相同符号的游程长度为2时，它向最小游程长度校正位位置探测部分18输出(d’-1)探测信号16a。
如图3所示，最小游程长度校正位位置探测部分18比较正好在(d’-1)周期之前的位的电平差数据和正好在(d’-1)周期之后的位的电平差数据，由此，在(该周期)之前的位的电平差数据较小的情况下，它向位数据反转校正部分15输出校正位位置指定信号18a。此外，最小游程长度校正位位置探测部分18用于在正好在(d’-1)周期之后的位的电平差数据较小的情况下，它向位数据反转校正部分15输出校正位位置指定信号18b。
图2所示的位数据反转校正部分15用于当向其发送校正位位置指定信号18a时反转第四级D触发器F4的逻辑电平(正好在前的位的逻辑电平)。此外，位数据反转校正部分15用于当向其发送校正位位置指定信号18b时反转第一级的D触发器F1的逻辑电平(正好在后的位的逻辑电平)。如此，实行了校正，从而使相同符号的游程长度d’为2的周期满足最小游程长度d’＝3的条件。
如图2所示，(k’+1)探测部分17用于当它在位数据反转校正部分15中根据第一到第四级的D触发器F1～F4来探测出相同符号的游程长度为12时，它向最大游程长度校正位位置探测部分19输出(k’+1)探测信号17a。
如图3所示，最大游程长度校正位位置探测部分19比较正好在(k’+1)周期之前的位的电平差数据和正好在(k’+1)周期之后的位的电平差数据，由此，在正好在前的位电平差数据较大的情况下，它向位数据反转校正部分15输出校正位位置指定信号19a。此外，最大游程长度校正位位置探测部分19用于在正好在(d’+1)周期之后的位平差数据较大的情况下，它向位数据反转校正部分15输出校正位位置指定信号19b。
图2所示的位数据反转校正部分15用于当向其发送校正位位置指定信号19a时，它反转第十四级D触发器F14的逻辑电平(引导位的逻辑电平)。此外，位数据反转校正部分15用于当向其发送校正位位置指定信号19b时，它反转第二级D触发器F2的逻辑电平(最后位的逻辑电平)。如此，实行了校正，从而使相同符号的游程长度k’为12的周期满足最大游程长度k’＝11的条件。
应注意的是，在图3中，侧重在不满足最小游程长度或最大游程长度条件的周期两外侧位，以便根据当这两个外侧位的二进制电平被判别时的电平差(再现RF信号电平和比较电平之差)来选择待校正的位位置，也可如图4所示侧重在不满足最小游程长度或最大游程长度条件的周期的引导位和最后位，以便根据当引导位和最后位的二进制电平被判别时的电平差，即再现RF信号电平和比较电平之差，来选择待校正的位位置。
在根据本发明的数据解码仪1中，当对应于在诸如(d’-1)、(k’+1)周期两外侧的通道位和(d’+1)、(k’+1)周期的引导及最后位的二进制电平判别中有误的情况下，即当通道位数据的二进制电平被判别时的电平差即再现RF信号电平和比较电平之差较小的情况下，二进制电平误判概率较高。因此，较小的电平差即再现RF信号电平(值)和比较电平被校正，由此使执行高精度校正成为可能。
再有，在根据本发明的数据解码仪1中，当在(d’-1)周期被探测到的情况下及(d’-1)周期两侧位数据的任何一个被认为有误，例如(d’-1)周期的引导位的电平差(再现RF信号电平和比较电平之差)大于最后位的电平差，即(d’-1)周期的再现RF信号电平(值)和比较电平之差时，存在着引导位外侧的位数据逻辑电平可能与(d’-1)周期的位数据逻辑电平相同的高概率。因此，高概率侧的位位置上的数据被校正，从而执行高精度校正成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪1中，当在(k’+1)周期被探测到的情况下及(k’+1)周期的引导位和最后位中的任何一个被认为有误时，在二进制化判别中，存在着其电平差(再现RF信号电平和比较电平之差)较小的数据有误的高概率。因此，高概率侧的位位置上的数据被校正，从而执行高精度校正成为可能。
图5是解释在最小游程长度条件不被满足的情况下的校正操作的时序图。图5(a)中所示的再现RF信号7a被与图5(b)中位时钟10a的上升沿同步执行A/D转换。然后，执行A/D转换后得到的再现RF信号数据11a与比较电平数据12a在比较器部分13中相比较。由此，得到了图5(c)所示的通道位数据序列。在这种情况下，在(d’-1)周期中，游程长度，即逻辑“0”电平(相同符号)的连续个数是2。在进行逆NRZI调制后的代码，即图5(d)所示的原代码的情况下，放入逻辑“1”电平之间的连续的逻辑“0”电平的个数变得等于1。其结果是，不满足最小游程长度d＝2的条件。
从上述来看，在侧重(d’-1)周期两外侧的位的情况下，由于正好在(d’-1)周期之后的电平差数据(数值2)小于正好在(d’-1)周期之前的电平差数据(数值4)，所以正好在(d’-1)周期之后的位被校正。
再有，在侧重(d’-1)周期内的引导位和最后位的情况下，由于最后位的电平差数据(数值8)大于引导位的电平差数据(数值6)，所以与较大电平差数据(数值8)相邻的外侧的位被校正。
如上所述，采用这样一种方法，其根据图5(e)所示的电平差数据14a，即存储在再现RF信号电平存储器部分20中的电平差数据来选择待校正的位位置，以反转所选择的位位置上的通道位数据，由此有可能得到满足最小游程长度条件的校正过的通道位数据15a。此外，校正过的代码由逆NRZI调制器(未示出)进行逆NRZI调制，从而有可能得到如图5(g)所示的逆NRZI调制校正后的代码。
图6是解释在最大游程长度条件不被满足的情况下的校正操作的时序图。图6(a)中的再现RF信号7a被与图6(b)中所示位时钟10a的上升沿同步进行A/D转换。执行A/D转换后得到的再现RF信号数据11a与比较电平数据12a在比较器部分13中相比较。由此，图6(c)所示的通道位数据序列被解码。在这种情况下，在(k’+1)周期中，逻辑“0”游程长度(连续个数)是12。在逆NRZI调制后编码中，即图6(d)所示的原代码中，放入逻辑“1”电平之间连续的逻辑“0”电平的个数变得等于11。这不满足最小游程长度k＝10的条件。
从上述来看，在侧重(k’+1)周期两外侧的位的情况下，由于正好在(k’+1)周期之前的电平差数据(数值8)大于正好在该周期之后的电平差数据(数值4)，与较大电平差数据相邻的位，即在正好在该位之前的下一个位被校正。
再有，在侧重(k’+1)周期内的引导位和最后位的情况下，由于引导位的电平差数据(数值2)小于最后位的电平差数据(数值6)，所以电平差数据较小(数值2)的一个位，即引导位被校正。
如上所述，根据图6(e)所示的电平差数据14a，即存储在再现RF信号电平存储器部分20中的电平差数据，可用这样的方法来选择待校正的位位置，以反转所选择的位位置上的通道位数据，由此有可能得到满足图6(f)所示的最大游程长度条件的校正过的通道位数据15a。此外，校正过的代码由逆NRZI调制器(未示出)进行逆NRZI调制，从而有可能得到如图6(g)所示的逆NRZI调制校正后的代码。
用于在探测(d’-1)、(k’+1)周期情况下(即，在最小游程长度和最大游程长度条件不被满足的情况下)确定校正位置所必需的电平差数据是(d’-1)、(k’+1)周期两侧的位之间的，或是(d’-1)、(k’+1)周期的引导位和最后位之间的电平差数据。因此，尽管图3和图4中显示了可暂时存储14位的电平差数据的再现RF信号电平存储器部分20的结构，没有必要暂时存储全部14个位的电平差数据。换句话说，例如，随机存取存储器(RAM)和执行写/读操作的电路由此可被用于构成再现RF信号电平存储器部分20，以仅将在通道位数据被反转前后的两组2位的电平差数据以相应于时间顺序的方式暂时存储。
应注意的是，尽管在本实施例中结合根据再现RF信号电平和比较电平之差来确定待校正位的位置的结构进行了解释，待校正位位置也可以只根据再现RF信号电平的幅度关系来确定。其中的原因如下。尽管对(d’-1)周期和(k’+1)周期的两外侧的位进行了比较，并且尽管对(d’-1)周期和(k’+1)周期的引导位和最后位进行了比较，但由于被比较的两个位的逻辑电平被判定为相同，当待被比较的逻辑电平是1时，再现RF信号电平较大的位被判定为相对于比较电平有较大的差。另一方面，当待被比较的位的逻辑电平是“0”时，再现RF信号电平较小的位被判定为相对于比较电平有较大的差。
再有，尽管在上述实施例中，采用了这种方法来由(d’-1)探测部分16相对于从比较器部分3获得的通道位数据序列探测其中的相同符号的最小游程长度为(d’-1)的通道位数据序列，以由位数据反转校正处理部分15执行校正处理从而保持最小游程长度d，还可采用另外一种方法，如图7所示，例如，探测进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(d-1)的通道位数据，以根据对正好在(d-1)周期之前的通道位数据判别时的再现RF信号电平和对正好在(d-1)周期之后的通道位数据判别时的再现RF信号电平之间的幅度关系来反转较小侧的通道位数据，从而有可能执行校正处理，以便保持最小游程长度d。
图7对应于上述的图5，其中(a)所示的是再现RF信号，(b)所示的是位时钟信号，(c)所示的是通道位数据序列，(d)所示的是进行NRZI调制后的代码(原代码)，图中标为“逆NRZI调制后的代码”，(e)所示的是电平差数据，而(f)所示的是已被校正以满足最小游程长度条件的进行了逆NRZI调制的代码，图中标为“校正的逆NRZI调制代码”。
此外，尽管在上述实施例中，再现RF信号数据11a在比较器部分13与比较电平数据12a相比较以得到二进制化的(二进制)通道位数据，本发明只需要采用至少一个比较电平来对从记录媒体上读出的再现RF信号解码，以输出通道位数据，并因此还能用于由具有两个或更多个比较电平的比较器部分从再现RF信号生成通道位数据的情况。
图8是表示根据本发明的数据解码仪100的结构框图，它适于采用具有两个比较电平L1和L2的比较器部分113来从再现RF信号生成通道位数据。
这个数据解码仪100大致包括输入信号处理单元102和数据解码处理单元103。在图8中，不直接参与数据解码仪操作的伺服电路等被忽略了。
输入信号处理单元102包括：心转电机105，用于旋转驱动光盘104；光拾取器106，用于通过物体透镜(物镜)将激光束辐射到光盘104表面，并接收从光盘104反射的光，以输出再现信号106a；前置放大器107，用于放大从光拾取器106输出的再现信号106a；波形整形器108，用于例如对如图9所示的再现RF信号107a进行波形整形，从而根据比较电平L0输出二进制脉冲信号108a；比较电平设置部分109，用于将对波形整形器108输出的脉冲信号108a积分而得到的直流电压和参考电压进行比较，以执行比较电平L0的负反馈控制；和PLL系统的位时钟发生部分110，用于根据从波形整形器108输出的脉冲信号108a来产生位时钟110a以将其输出。比较电平设置部分109将比较电平L0发送到波形整形器108，并向数据解码处理单元103发送以比较电平L0为中心的两个上下方向的比较电平L1和L2。
数据解码处理单元103包括：A/D转换器111，用于再现RF信号，该转换器根据位时钟110a对再现RF信号107a采样，以量化采样的再现RF信号，从而输出再现RF信号电平数据111a；A/D转换器112，用于比较电平，该转换器根据位时钟110a对比较电平L0、L1和L2采样，以量化采样的比较电平，从而输出比较电平数据L10、L11和L12；比较器部分113，用于比较再现RF信号电平数据111a和比较电平数据L11、L12，以输出通道位数据(进行逆NRZI调制后的信号，即原始信号)113a；电平差计算部分114，其被提供有再现RF信号电平数据111a和比较电平数据L10或比较电平数据L11、L12，以计算再现RF信号电平和比较电平L10，即中心平之差的绝对值，以输出电平差数据114a；位数据校正单元115；(d-1)探测部分116；(k+1)探测部分117；最小游程长度校正位位置探测部分118；最大游程长度校正位位置探测部分119；和再现RF信号存储器部分120。
下面将描述本数据解码仪的操作。如图8中所示，由拾取器106从光盘104中读出的再现信号106a被前置放大器107放大。放大后的信号在波形整形器108上进行波形整形。然后把由此得到的波形整形后的信号转换成为二进制电平的脉冲信号108a。如此，图9(b)中所示的与这个脉冲信号108a同步的位时钟110a由位时钟发生部分110产生并被输出。
这个例子中，与图7(b)中的位时钟相比，此时的位时钟110a被移动50％。
数据解码处理部分103中的A/D转换器111、112分别允许再现RF信号107a和比较电平L0、L1、L2根据位时钟110a进行A/D转换，以输出再现RF信号电平数据111a和比较电平数据L10、L11、L12。相对于具有图10所示眼图的再现RF信号，比较器部分113比较其再现RF信号电平数据111a与比较电平数据L11、L12，由此在再现RF信号电平数据111a落入比较电平L11、L12范围内的情况下，它输出逻辑“1”电平(H电平)的二进制信号113a作为通道位数据(进行逆NRZI调制后的信号，即原始信号)，而在再现RF信号电平数据111a没有落入比较电平L11、L12范围内的情况下，它输出逻辑“0”电平(L电平)的二进制信号113a作为通道位数据。
与位时钟110a同步从比较器部分113输出的通道位数据(二进制信号)113a通过位数据校正部分115输出，然后被发送到信号处理单元等(未示出)。
电平差计算部分114计算再现RF信号电平与比较电平L10之差的绝对值，以将所获得的绝对值作为电平差数据114a输出。换句话说，电平差计算部分114可以输出再现RF信号电平与交叉或横向的比较电平L11、L12之差的绝对值。再现RF信号电平存储器部分120按时间顺序存储电平差数据114a。
(d-1)探测部分116用于当它根据位数据校正部分115的输出探测到相同符号的游程长度为1时，它向最小游程长度校正位位置探测部分118输出(d-1)探测信号116a。
最小游程长度校正位位置探测部分118比较正好在(d-1)周期之前逻辑“0”电平的位的电平差数据和正好在(d-1)周期之后逻辑“0”电平的位的下一个位的电平差数据，以向位校正部分115输出校正位位置指定信号118a，从而指定绝对值较小的侧作为校正位，并指定与其相邻的保持最小游程长度d的侧的1位(定位于1位以内的位)作为校正位。换言之，当根据比较电平L1、L2来计算电平差数据时，探测部分118向位数据校正部分115输出校正位位置指定信号118a，以指定绝对值较小的位作为校正位，并指定与其相邻的保持最小游程长度d侧的1位(定位于1位以内的位)作为校正位。此外，最小游程长度校正位位置探测部分118比较(d-1)周期逻辑“1”电平的第一个位的电平差数据和(d-1)周期逻辑“1”电平的后续的位的电平差数据，以向位数据校正部分115输出校正位位置指定信号118b，从而指定绝对值较大的侧的位作为校正位，并指定与其相邻的保持最小游程长度d侧的1位(定位于1位以内的位)作为校正位。
位数据校正部分115反转由校正位位置指定信号118a、118b指出的各个校正位的的逻辑电平。因此，实现了校正，以使落入(插入)代码串中连续逻辑“1”电平之间的逻辑“0”电平的游程长度d是1的周期满足最小游程长度d＝2的条件。
应注意的是，在位校正部分115中，除了反转由校正位位置指定信号118a、118b指定的各校正位的电平，还可以使用这样一种方法，即把逻辑“1”电平的校正位移到(d-1)周期的外边，从而实现校正，以使代码串中落入(插入)连续逻辑“1”电平之间的逻辑“0”电平的游程长度d是1的周期满足最小游程长度d＝2的条件。
如上所述，根据图9(d)中所示的基于电平差数据114a，即存储在再现RF信号存储器部分120中的电平差数据，来选择待要校正位的位置，以反转所选择的位位置的通道位数据，从而有可能提供校正过的通道位数据(逆NRZI调制后的信号，即原始信号)115a，以此满足图9(e)所示的最小游程长度条件。
再有，(k+1)探测部分117用于当它根据位数据校正部分115的输出探测到相同符号的游程长度为11时，它向最大游程长度校正位位置探测部分119输出(k+1)探测信号117a。
最大游程长度校正位位置探测部分119，通过与最小游程长度校正位位置探测部分118类似的操作，向位数据校正部分115输出校正位位置指定信号119a或校正位位置指定信号119b。
位数据校正部分115反转由校正位位置指定信号119a、119b指出的各个校正位的逻辑电平。因此，实现了校正，以使代码串中落入(插入)连续逻辑“1”电平之间的逻辑“0”电平的游程长度k是11的周期满足最小游程长度k＝10的条件。
如上述实施例，在使用比较电平作为边界而采用二进制电平，在进行数据解码以使相同符号的游程长度为最小的d’长度变得等于(d’-1)长度的情况下，使用输入交叉和横向比较电平位置之间的正好在前的样本值和正好在后的样本值的信息，由此有可能进行校正以使(d’-1)的长度变得等于长度d’。其结果是，可减小最小反转区间Tmin附近的数据解码错误。由此，能够改善误码率。
然而，当切线方向的偏斜角度进一步加大时，错误发生在相同符号的游程长度更短的地方。换言之，除了Tmin(d’)的长度被误解码成Tmin-1(d’-1)的长度情况，还应考虑导致Tmin(d’)的长度被误解码成Tmin-2(d’-2)的情况导致的出错率恶化。例如，在EFM系统中，在偏斜发生在切线方向的情况下，当假设记录波形序列的位间隔为T时，在很大程度上观察到由作为最小反转间隔Tmin的3T被解码为2T或1T的情况而引起的错误。
当假设记录波形序列的位间隔为T时，其中作为Tmin的3T被误解码为1T的数据被其边沿两侧的1位校正，由此，使进行更可靠的数据解码成为可能，从而使1T的长度变得等于3T的长度。
也就是说，在用于记录媒体的再现设备中的数据解码仪中，该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落于(插入)连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据进行校正处理，以使相同符号的游程长度变得等于d’，由此有可能使最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误被减少。由此，能够改善误码率。换言之，相对于经过逆NRZI调制的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据来进行校正处理，从而有可能使“0”的游程长度变得等于d’，由此有可能使最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误被减少。由此，能够改善误码率。
此外，在错误的发生时间周期较长的相同符号的游程长度，即Tmax(k’)的长度被误解码成Tmax+1(k’+1)或Tmax+2(k’+2)的情况下，能够使用相同的校正。
也就是说，在用于记录媒体的再现设备的数据解码仪中，，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落于(插入)连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据进行校正处理，以使相同符号的游程长度变得等于k’，由此有可能使最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误被减少。由此，能够改善误码率。换言之，相对于经过逆NRZI调制的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据来进行校正处理，从而使“0”的游程长度变得等于k，由此有可能使最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误被减少。由此，能够改善误码率。
图11是根据本发明的数据解码仪的又一个实施例的结构框图。在这个实施例中，只实现1T和2T被校正为3T的功能。这个数据解码仪200大致包括输入信号处理单元202和数据解码处理单元203。在图11中，省略了没有直接参与该数据解码仪操作的伺服电路。
输入信号处理器包括：心轴电机205，用于旋转驱动光盘204；光拾取器206，用于通过物体透镜(物镜)把激光束辐射到光盘204的信号记录表面，并接收来自光盘204的反射光，以输出再现信号206a；前置放大器207，用来放大从光拾取器206输出的再现信号206a；波形均衡器208，用于对从前置放大器207输出的信号实行均衡；A/D转换器209，用于对从波形均衡器208输出的再现RF信号用下面将描述的位时钟211a进行采样，以量化已采样的再现RF信号，从而输出再现RF信号电平数据209a；不对称校正电路210，用于校正再现RF信号校正电平数据209a的不对称性，以输出再现RF信号校正电平数据210a；和PLL系统的位时钟发生电路211，用于根据在再现RF信号校正电平数据210a来产生位时钟211a，并输出该信号。
作为波形均衡器208，线性相位型高频提升滤波器(high frequency raisingfilter)被用于，例如，校正由光频特性决定的高频幅度处的下降。在更为实际的意义上，例如，可以考虑如图12所示结构的余弦均衡器。上述的图12中所示的余弦均衡器包括：缓冲放大器301、电阻302、可变电阻器303、延迟线304、和差分放大器305。在延迟线304中，假设延迟时间为τ并且特征阻抗为R0。此外，假设电阻302的电阻值等于R0，并且可变电阻器303的电阻值和差分放大器的输入阻抗远大于R0。在这种情况下，在延迟线304的一端发生全反射。当余弦均衡器的频率响应被确定时，频率响应表达如下。
H(ω)＝1-2k·cosωτ
上述表达式中，假设k为可变电阻器303的衰减率。通过适当选取衰减率k和延迟时间τ，可以实现适当的波形均衡。
可以考虑各种不同结构作为不对称校正电路210的结构，例如，可以使用如图13所示构成的不对称校正电路。上述图13所示的不对称校正电路210是基于本申请的申请人已提出的日本专利申请第201412/1995号，其包括减法器502、限幅器503、和积分器504。在这个电路中，输入端501被提供有从A/D转换器209输出的再现RF信号电平数据209a，这个再现RF信号电平数据209a是用位时钟211a采样的样本序列，通过减法器502，从这个再现RF信号电平数据209a中减去积分器504的输出。然后，这样处理过的再现RF信号电平数据209a被发送到限幅器503，并从输出端505输出。已经用限幅器503限幅的信号在积分器504上积分。然后，这个积分器504的积分输出被发送到减法器502。
在这种结构的不对称校正电路210中，减法器的输出被控制，以使限幅器503的输出信号具有正电平值和限幅器503的输出信号具有负电平值的时间相等。换言之，这意味着再现RF信号电平数据209a的不对称性被校正，从而信号的零电平变得等于用于二进制化的门限值。已由这种方法进行不对称校正的信号被作为减法器502的输出。因此，减法器502的输出作为再现RF信号校正电平数据210a从输出端505输出。
再有，可以考虑各种不同结构作为位时钟发生电路211的结构，例如，可以使用如图14所示构成的位时钟发生电路211。上述图14所示的位时钟发生电路211是基于本申请的申请人已提出的日本专利申请第312190/1994号，其包括相位探测器602、环路滤波器603、频率牵引电路604、D/A转换器605、和压控振荡器606。在这个电路中，输入端601被提供有不对称校正电路210输出的再现RF信号校正电平数据210a。
这个再现RF信号校正电平数据210a通过输入端601被发送到相位探测器602。对应于再现RF信号校正电平数据210a，这个相位探测器602从被放进零电平的两个样本值之间计算作为采样时钟的位时钟211a和再现RF信号之间的相位差。
从相位探测器602输出的相位差信号被输入进环路滤波器603和频率牵引电路604中。
环路滤波器603包括：k1增益放大器603A、k2增益放大器603B、输入开关603C、积分器603D、和加法器603E，并具有能够构成完整的第二控制环的传输特性。
频率牵引电路604包括：不连续点探测电路604A、系数开关604B、和相位同步/异步(sync/async)探测电路604C，其这样构造以便于在通过不连续点探测电路604A的相位差信号的不连续点状态来控制系数开关604B的同时，周相位同步/异步探测电路604C的探测输出来控制环路滤波器603的输入开关603C。换言之，频率牵引电路604在位时钟221a被牵出(频率偏离规定的频率)的情况下使用在相位差信号中形成的不连续点，以操纵(操作)环路滤波器603的积分项输出，从而能得到所希望的频率。环路滤波器603的输出在D/A转换器605中被转换为模拟信号。然后，所得到的模拟信号被输入到压控振荡器606，从而控制从输出端607输出的位时钟221a的频率。因此，位时钟221a被带进与RF再现信号的零交叉点同步的状态。
应注意的是，在这个例子中，再现RF信号的零交叉点和位时钟的两个上升之间具有沿180度的相位差，即，探测导致再现RF信号的零交叉点落在位时钟的两个上升沿中间。这是由以下方式实现的，例如，计算夹有再现RF信号校正电平数据210a的零电平的之间两点的样本值之和，在上升沿上存在两点的情况下使用信号之和作为相位差信号，以及在它们存在于下降沿的情况下将通过将和的信号极性反转而得到的信号作为相位差信号使用。
尽管有各种形式可被考虑作为再现RF信号校正电平数据210a的表现形式，这里假设的形式为8个位的二进制补码形式。对应实际数值的8个位的二进制补码值由表1表示。
表1 数值 二进制补码 (十进制数) 二进制补码 (十六进制数) 二进制补码 (二进制数) -128 -127 -126 -2 -1 0 1 2 126 127 128 129 130 254 255 0 1 2 126 127 80 81 82 FE FF 0 1 2 7E 7F 10000000 10000001 10000010 11111110 11111111 00000000 00000001 00000010 01111110 01111111
数据解码处理部分203包括：边沿探测电路231，用于输出当再现RF信号校正电平数据210a的代码位被反转时变成H电平的边沿脉冲231a；位数据反转校正部分232，用于相对于由边沿探测电路231通过延迟代码位210b获得的延迟代码位210c，根据校正位位置来校正通道位数据，以输出反转校正输出232a；移位寄存器233，用于以一个位时钟单元为单位来延迟由边沿探测电路231输出的边沿脉冲231a；1T/2T探测部分234，用于从移位寄存器233的第一到第三级的输出233a到233c来探测1T和2T，以输出1T探测脉冲234a和2T探测脉冲234b；绝对值电路235，用于计算再现RF信号校正电平数据210a的绝对值；绝对值比较部分236，用于对相隔通过绝对值电路235获得的再现RF信号校绝对值数据235a的预定时间的两点的幅度进行比较，以输出比较结果信号236a；最小游程长度校正位位置探测部分237，用于根据1T探测脉冲234a、2T探测脉冲234b和比较结果信号236a来探测最小游程长度位的位置，以输出校正位位置信号237a、237b和237c。
在这种情况下，对于代码位210b，在用于本实施例中的8个位以二进制补码形式表示的情况下，最高有效位(MSB)对应于这个代码位210b，如表1所示，并且这个代码位当再现RF信号校正电平数据210a取正值或零值时变成L电平，而当取正值时变成H电平。
位时钟211a被发送到数据解码部分203中构成移位寄存器的各个D触发器和构成其他电路组件的D触发器。
1T/2T探测部分234也被提供有系统控制器(未示出)提供的两个1T校正ON和2T校正ON控制信号。
边沿探测电路231包括：D触发器241和242，用于延迟向其输入的代码位210b；和异逻辑和电路243，用于对D触发器241和242输出进行异逻辑和。
位数据反转校正部分232包括：异逻辑和电路251、252、253；和D触发器254、255、256、257。
移位寄存器233包括D触发器261、262、263。
1T/2T探测部分234，例如，如图15所示，使用由负逻辑电路NOT1、NOT2以及逻辑积电路AND1、AND2构成的逻辑电路，例如。这个逻辑电路通过负逻辑电路NOT1、NOT2以及逻辑积电路AND1、AND2来实现如表2所示真值表的逻辑。
表2 1T校正 ON 2T校正 ON 延迟输出 223a 延迟输出 223b 延迟输出 223c 探测输出 234a 探测输出 234b L X X X X L H L X X L H X X X L H H H H H X X L L L H H X X L H H L L L L L L L L H L L L L H L L
作为绝对值电路235，例如如图16所示，使用了五个负(非)逻辑积电路BAND1～BAND5、一个并逻辑和电路XOR、五个异负(Exclusive negation)(非)逻辑和电路XNOR1～XNOR5、一个负逻辑电路NOT、12个逻辑积电路AND1～AND12、以及六个逻辑和电路OR1～OR6构成的逻辑电路。在这个逻辑电路的情况下，由于当输入值变得等于-128时输出变得等于零(0)，所以正确进行计算的范围是-127～127。就这种使用用途而言，很容易实现管理以使信号电平落在这个范围内。这不会构成任何特别问题。输出具有7个位的数值。
绝对值比较部分236包括：D触发器271、272、273、274、275，用于延迟再现RF信号绝对值数据235a；和比较器276，用于比较D触发器272和D触发器275的输出272a和275a之间的幅值(幅度或电平值)，其中当D触发器272的输出272a较大时，它提供H电平输出，否则，它提供L电平输出。
作为最小游程长度校正位位置探测部分237，例如，使用一个如图17所示构成的逻辑电路。这个逻辑电路通过负逻辑电路NOT11、NOT12、NOT13，逻辑积电路AND11、AND12、AND13，和逻辑和电路OR来实现如表3所示的真值表的逻辑。
表3 探测输出 234a 探测输出 234b 比较结果 236a 控制输出 237a 控制输出 237b 控制输出 237c L L L H H L H H L H X L H X X L H L H L L L L H L L L H L L
在这种情况下，校正位位置信号237a、237b、237c是用于分别反转位数据反转校正部分232的输入、D触发器255的输出和D触发器256的输出的控制信号。
现将描述在数据解码仪200中的数据解码处理部分203的操作。
当从最小游程长度校正位位置探测部分237输出的校正位位置信号237a～237c全部变成L电平时，代码位210b在它通过边沿探测电路231和位数据反转探测部分232的期间简单延迟对应于全部6位时钟的时间，并作为再现RF二进制信号输出到后续级。
当1T探测信号234a和2T探测信号234b二者全部L电平时，如真值表3所示，校正位位置信号237a～237c全部变成L电平。可从真值表2看出，这对应于相应的校正没有变成ON的状态，或没有出现用于产生相应模式的错误的状态。
现在考虑相对于再现RF信号校正电平数据210a被判定为2T的模式被输入的情况。在这种情况下各部分波形的时序图如图18所示。采样前的再现RF信号校正电平数据210a的波形由实线表示，其样本值用黑圈表示。在这种情况下，其显示的情况为由细线表示的再现波形应最初在时间t4～t9得到，但实线表示的再现波形由于如切线偏斜等干扰而引起失真，以至于产生2T模式，即，3T模式的后沿丢失而引起2T结果。在这种情况下，当看上去象2T模式的两相邻部分，即，在时间t3和时间t6处的信号幅度相互比较时，有错误的时间t6的信号幅度较小。由于根据从概率的观点来看，存在许多发生所示错误的情况，2T模式两相邻部分的信号幅度相互比较，在较小信号幅度被认为是错误的判别下，进行极性的反转，对应的数据可被解码为数据的概率变高。
来自移位寄存器233的延迟输出233a～233c，即，代码位210b和边沿脉冲231a的延迟信号，分别如图18中所示。从这些输出中产生2T探测脉冲234b，如图18所示。
另一方面，再现RF信号绝对值数据235a、作为其延迟信号的D触发器272、275的输出272a、275a、和这些信号的比较结果信号236a被分别显示在图18中。当考虑电路延迟时，当比较结果信号236指出2T前后信号幅度的比较结果时的时间点是时刻t8的时间点。这与2T探测脉冲输出的时间相符合。
从上述事实来看，最小游程长度校正位位置探测部分237在时间t8只输出237a(控制输出)作为校正位置信号。这个校正位置信号237a被发送到位数据反转校正部分232。最后，得到了反转校正后的输出232a。从图18清楚地看出，在进行6位的延迟后，2T被精确地校正，因而提供了3T。所得到的校正过的信号被输出。
下面，考虑相对于再现RF信号校正电平数据210a被判定为2T的模式被输入的情况。这种情况下各部分波形的时序图如图19所示。在本例中，显示的情况为，由细线表示的再现波形应最初在时间t1～t6得到，但实线表示的再现波形由如切线偏斜等干扰而引起失真，以至于产生2T模式，即，3T模式的前沿丢失而引起2T结果。
与图18所示相类似，执行2T模式的探测和幅度比较。也就是说，输出正确波形作为反转校正过的输出232a。
现在考虑相对于再现RF信号校正电平数据210a被判定为1T的模式被输入的情况。这种情况下各部分波形的时序图如图20所示。在本例中，显示的情况为，由细线表示的再现波形应最初在时间t1～t8得到，但实线表示的再现波形由诸如偏斜等干扰而引起失真，以至于产生1T模式，即，3T模式的前沿和后沿丢失而引起1T结果。从概率的观点来看，由于很大程度上发生所示的错误，在探测到1T模式的情况下，对被认为有误的相邻部分进行极性反转。从而，相应数据能够被解码为正确数据的概率变高。
根据来自移位寄存器233的延迟输出233a～233c，输出1T探测脉冲234a。
因此，最小游程长度校正位位置探测部分237在时间t8输出237a、237b(控制输出)作为校正位置信号。这些校正位置信号被发送到位数据反转校正部分232。最后，得到了反转校正后的输出232a。从图20清楚地看出，在进行6个位的延迟后，1T被精确地校正，因而提供了3T。所得到的校正过的信号被输出。
此外，图21是表示本发明的数据解码仪的又一实施例的结构框图。
上述如图21所示的数据解码仪是对如图1中所示的上述数据解码仪的改进，其中，对应于(d’-1)探测部分26设置(d’-2)探测部分，对应于(k’+1)探测部分27设置(k’+2)探测部分17。应注意的是，图中相同标号分别与其他相同组件相对应，其详细描述忽略。
(d’-2)探测部分26用于相对于通过在比较器部分13将已由A/D转换器A/D转换成0或1的二进制电平的再现RF信号电平数据与作为边界的中心电平进行比较而产生的二进制信号(通道位数据)，探测其最小游程反转间隔Tmin有误的部分。例如，如果(d，k)编码是EFM代码，当假设记录波形序列的位间隔为T时，作为最小反转间隔Tmin的3T被误解码为1T的部分被探测。然后，位数据反转校正部分15在通道位数据中进行边沿位置校正。
(d’-2)探测部分26和对应于(d’-2)探测部分26的位数据反转校正部分15的主要部分的实例结构如图22所示。在上述图22所示的实例结构中，EFM代码(2，10；8，17；1)被用于当假设记录波形序列的位间隔为T时校正取值为1T的解码数据，从而提供的最小反转间隔Tmin是3(＝2+1)T。
也就是说，在EFM情况下，3个延迟电路51、52、53被用来执行移位。例如，由于当数据在各延迟电路51、52、53的输出点A、B、C分别取(1，0，1)或(0，1，0)时数据对应于1T的解码数据，由两个异逻辑和电路61、62和一个逻辑积电路63构成的(d’-2)探测部分26被用于探测上述解码数据。
然后，(d’-2)探测部分26的探测输出被通过用于时序控制的锁存电路64发送到位数据反转校正部分15。
位数据反转校正部分15包括两个被提供有(d’-2)探测部分26的探测输入的异逻辑和电路54、57，这些异逻辑和电路54、57设置在提供有来自延迟电路52的输出点B的解码数据的两个延迟电路55、56的输入/输出级上。
如图23的时序图所示，这个位反转校正部分15用于当1T的解码数据被(d’-2)探测部分26探测到时，它用异逻辑和电路54、57反转对应于1T的解码数据的两侧的边沿。然后，其中1T部分已被校正过以用上述方法提供3T的通道位数据序列通过用于时序控制的锁存电路58而输出。应注意的是，除反转对应于1T的解码数据两侧边沿，也可以将样本移到外边。
如上所述，在用于记录媒体的再现设备中的数据解码仪中，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d’+1，该相同符号位于其中落于(指定)代码序列中的连续“1”间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，对应于由探测相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据的(d’-2)探测部分26探测到的相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据，在位数据反转校正部分15执行校正处理，以使相同符号的游程长度变得等于d’，从而使在最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误能够被减少，进而使改善误码率成为可能。
应注意的是，在用于记录媒体的再现设备中的数据解码仪中，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d’+1，，该相同符号位于其中落于(指定)代码序列中的连续“1”间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，对应于由探测进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据的(d-2)探测部分探测到的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据，也可以在位数据反转校正部分15执行校正处理，以使“0”的游程长度变得等于d，从而使最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误能够被减少，进而使改善误码率成为可能。
此外，(k’-2)探测部分27用于相对于通过在比较器部分11将已由A/D转换器A/D转换成0或1的二进制电平的再现RF信号电平数据与作为边界的中心电平进行比较而产生的二进制信号(通道位数据)，探测其最大游程反转间隔Tmax有误的部分，并且如果，例如(d，k)代码是EFM代码，当假设记录波形序列的位间隔为T时，作为最大反转间隔Tmax的11T被误解码为13T的部分被探测。然后，在位数据反转校正部分15上进行通道位数据中的边沿位置校正。
(k+2)探测部分27和对应于(k+2)探测部分27的位数据反转校正部分15的主要部分的实例结构如图24所示。在上述图24所示的实例结构中，EFM代码(2，10；8，17；1)被用于记录波形序列的位间隔为T时校正其值为13T的解码数据，从而提供的最大反转间隔Tmax是11(＝10+1)T。
也就是说，在EFM情况下，15个延迟电路81A～81O被用来执行移位(数据延迟)。由于当数据在各延迟电路81A-81O的输出点分别取(1，0，0…0，1)或(0，1，1…1，0)时数据对应于13T的解码数据，例如，由两个逻辑积电路71、72和一个逻辑和电路73构成的(k’+2)探测部分27被用于探测这样的解码数据。
此外，位数据反转校正部分15包括两个被提供有(k’+2)探测部分27的探测输出的异逻辑和电路82、84，其中异逻辑和电路82、84设置在被提供有来自延迟电路81C的输出点的解码数据的十二个延迟电路83A～83L的输入/输出级上。
如图25的时序图所示，位反转校正部分15用于当13T的解码数据被(k’+2)探测部分27探测到时，它用异逻辑和电路82、84反转对应于13T的解码数据的两侧的边沿。然后，其中13T部分已被校正以用上述方法提供11T的通道位数据数据序列通过用于时序控制的锁存电路85而输出。应注意的是，除了反转对应于13T的解码数据两侧边沿，也可以将样本点移到外边。
如上所述，在用于记录媒体的再现设备中的数据解码仪中，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最大游程长度表示为k’＝k’+1，该相同符号位于其中落于(指定)代码序列中的连续“1”间的“0”的最大游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，对应于由探测相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据的(k’+2)探测部分27探测到的相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据，在位数据反转校正部分15上执行校正处理，以使相同符号的游程长度变得等于k’，由此减少在最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使改善误码率成为可能。
此外，在用于记录媒体的再现设备中的数据解码仪中，该记录媒体上记录的记录代码中的相同符号的最大游程长度表示为k’＝k’+1，该相同符号位于其中落于(指定)代码序列中的连续“1”间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，对应于由探测实行NRZI调制后“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据的(k+2)探测部分探测到的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据，也可在位数据反转校正部分15上执行校正处理，以使“0”的游程长度变得等于k，由此减少在最大反转间隔Tmax附近的数据解码(解码)错误，从而使改善误码率成为可能。
在此情况下，在适于从再现RF信号中用上述具有比较电平L1、L2的比较器部分113来产生通道位数据的图8所示的数据解码仪中，可以使用这样一种结构，相对于(d-1)探测部分116设置(d-2)探测部分，以进一步减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，和相对于(k+2)探测部分117设置(k+1)探测部分，以进一步减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使改善误码率成为可能。
应注意的是，根据本发明的数据解码仪不仅可以用于使用光盘作为记录媒体的再现设备，也可以用于各种诸如使用(d，k)代码的磁光盘等再现设备。此外，根据本发明的数据解码仪不仅用于确定偏斜边界，也可用于减少线性记录密度改善之后的最小反转间隔Tmin的读取错误。
在这种情况下，具有634nm波长和NA0.25的光系统和使用厚度为1.2mm光盘作记录媒体的再现设备被用于再现EFM代码，以测量在切线方向0°、±0.66°的偏斜角上和径向方向的±0.76°上的出错率，其结果得到了如下面表4所示的评估结果。
表4 偏斜角度 出错率 校正内容 0° 小于3.8×106 无校正 切线方向 +0.66° 2.4×10-3 5.7×104 2T，12T校正 1T，13T校正 切线方向 -0.66° 4.1×10-3 1.8×103 2T，12T校正 1T，13T校正 径向方向 +0.76° 2.2×103 1.6×103 2T，12T校正 1T，13T校正 径向方向 -0.76° 2.2×103 1.8×103 2T，12T校正 1T，13T校正
由表4可清楚地看出，在偏斜角在切线方向上大的情况下，1T、13T校正对出错率改善有效。
本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中相同符号的游程长度为(d’-1)的通道位数据的(d’-1)探测部分探测到的其中相同符号的游程长度为(d’-1)的通道位数据，在数据校正部分根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误。因此使误码率的改善成为可能。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(d’-1)周期之前的通道位数据和正好在(d’-1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
再有，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对正好在(d’-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(d’-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧指定为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在对正好在(d’-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(d’-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置信号，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(d’-1)周期中的引导通道位数据与在(d’-1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以将在对在(d’-1)周期中的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(d’-1)周期中的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧指定为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d’-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在对在(d’-1)周期中的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(d’-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，在数据校正部分，例如，对由来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号指定的位位置的数据逻辑电平进行反转，以执行校正处理，从而降低最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中进行逆NRZI调制之后的“0”的游程长度为(d-1)的通道位数据的(d-1)探测部分探测到的其中“0”的游程长度为(d’-1)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来进行校正处理，从而使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥1时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(d-1)周期之前的通道位数据和正好在(d-1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥0时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对正好在(d-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对正好在(d-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较小一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥0时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在对正好在(d-1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和在对正好在(d-1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(d-1)周期中的引导通道位数据与比较电平之差和在(d-1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对在(d-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差和对在(d-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平与比较电平之差中的较大一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(d-1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(d-1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对在(d-1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如对根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置的数据逻辑电平进行反转，以进一步对指定位位置的(d-1)周期之外的位位置的数据逻辑电平进行反转，从而执行校正处理，以降低最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如将根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置的“1”的数据移位成(d-1)周期之外的数据，从而执行校正处理，以降低最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中相同符号的游程长度为(k’+1)的通道位数据的(k’+1)探测部分探测到的其中相同符号的游程长度为(k’+1)的通道位数据，在数据校正部分根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(k’+1)周期之前的通道位数据和正好在(k’+1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对正好在(k’+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差和对正好在(k’+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差中的较大一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(k’+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(k’+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(k’+1)周期中的引导通道位数据和在(k’+1)周期中的最后通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对在(k’+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差和对在(k’+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差中的较小一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(k’+1)周期中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对在(k’+1)周期中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，在数据校正部分，例如，对由来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号指定的位位置的数据逻辑电平进行反转，以执行校正处理，从而降低最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中进行逆NRZI调制后的“0”的游程长度为(k+1)的通道位数据的(k+1)探测部分探测到的其中“0”的游程长度为(k+1)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据正好在(k+1)周期之前的通道位数据和正好在(k+1)周期之后的通道位数据之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对正好在(k+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差和对正好在(k+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差中的较大一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对正好在(k+1)周期之前的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对正好在(k+1)周期之后的通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据在(k+1)周期之中的引导通道位数据和在(k+1)周期之中的最后通道位数据之间的关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定在对在(k+1)周期之中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差和对在(k+1)周期之中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和比较电平之差中的较小一侧作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分当(k+1)≥2时输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定根据对在(k+1)周期之中的引导通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平和对在(k+1)周期之中的最后通道位数据进行电平判断时的再现RF信号电平之间的幅度关系而选择的校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如对根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置的数据逻辑电平进行反转，以进一步对指定位位置的(k+1)周期之外的位位置的数据逻辑电平进行反转，从而执行校正处理，以降低最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如将根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号而指定的位位置的“1”的数据移位成(k+1)周期之外的数据，从而执行校正处理，以降低最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据的(d’-2)探测部分探测到的其中相同符号的游程长度为(d’-2)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定正好在(d’-2)周期之前的位和正好在(d’-2)周期之后的位作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如对位的逻辑电平进行反转，以执行校正处理，从而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最小游程长度被表示为d’＝d+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最小游程长度为d的满足d≥2的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中执行逆NRZI调制之后的“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据的(d-2)探测部分探测到的其中“0”的游程长度为(d-2)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使“0”的游程长度等于d，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明的数据解码仪中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以指定正好在(d-2)周期之前和后的位作为校正位位置，从而在数据校正部分根据校正位位置指定信号来执行校正处理，以使相同符号的游程长度等于d’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，因此使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，在数据校正部分，例如对由校正位位置探测部分探测的位的逻辑电平进行反转，以执行校正处理，从而降低最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
此外，本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据的(k’+2)探测部分探测到的其中相同符号的游程长度为(k’+2)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，根据本发明的数据解码设备中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将(k’+2)周期的引导位和最后位指定为校正位位置，以根据校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最小反转间隔Tmin附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，数据校正部分对由校正位位置探测部分指定的位的逻辑电平进行反转，以执行校正处理，从而降低最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
本发明中，在用于记录媒体的数据再现设备的数据解码设备中，其中该记录媒体上记录有记录代码，该记录代码中的相同符号的最大游程长度被表示为k’＝k+1，该相同符号位于其中落入(指定)代码序列中的连续“1”之间的“0”的最大游程长度为k的记录代码被进行NRZI调制之后，相对于由探测其中进行逆NRZI调制之后的“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据的(k+2)探测部分探测到的其中“0”的游程长度为(k+2)的通道位数据，根据来自校正位位置探测部分的校正位位置指定信号来进行校正处理，从而使“0”的游程长度等于k，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，根据本发明的数据解码设备中，校正位位置探测部分输出，例如一个校正位位置指定信号，以将(k+2)周期的引导位和最后位指定为校正位位置，以根据校正位位置指定信号来在数据校正部分进行校正处理，从而使相同符号的游程长度等于k’，进而减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，从而使误码率的改善成为可能。
此外，在根据本发明在数据解码仪中，数据校正部分例如对由校正位位置探测部分指定的位的逻辑电平进行反转，以进一步反转其两侧的位的逻辑电平，从而执行校正处理，以减少最大反转间隔Tmax附近的数据解码错误，进而使误码率的改善成为可能。
通过使用根据本发明的数据解码仪，可以增加相对于偏斜的边界和以及相对于散焦的边界。另外，根据本发明的数据解码仪对降低随线性记录密度的改善的最小反转间隔Tmin和最大反转间隔Tmax的读取错误也是有效的。