LED点亮装置.pdf

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1、(10)申请公布号 CN 102970786 A (43)申请公布日 2013.03.13 CN 102970786 A *CN102970786A* (21)申请号 201210300621.2 (22)申请日 2012.08.22 2011-185435 2011.08.29 JP H05B 37/02(2006.01) (71)申请人 日立空调家用电器株式会社 地址 日本东京都 (72)发明人 门田充弘 庄司浩幸 畠山笃史 (74)专利代理机构 北京尚诚知识产权代理有限 公司 11322 代理人 龙淳 (54) 发明名称 LED 点亮装置 (57) 摘要 本发明提供一种 LED 点亮装置。

2、， 即使在通过 使用非电解电容器而强化高温耐受性的情况下， 也能够减少 LED 电流的脉动而实现无闪烁。LED 点亮装置包括 ： 对交流电源电压进行 AC-DC 变 换而生成整流电压的整流电路， 连接在该整流电 路的直流输出侧的电容器， 对上述整流电压进行 DC-DC变换而对LED负载供电的升降压电路， 和对 该升降压电路所具备的开关元件进行驱动的控制 电路， 上述电容器是非电解型的电容器， 上述控制 电路驱动上述开关元件以使上述升降压电路以电 流断续模式动作， 并且上述开关元件的开关频率 与上述升降压电路的电流设定值的积大致一定。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书 1 。

3、页 说明书 8 页 附图 12 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 8 页 附图 12 页 1/1 页 2 1. 一种 LED 点亮装置， 其特征在于 ： 包括 ： 对交流电源电压进行 AC-DC 变换而生成整流电压的整流电路， 连接在该整流电 路的直流输出侧的电容器， 对所述整流电压进行 DC-DC 变换而对 LED 负载供电的升降压电 路， 和对该升降压电路所具备的开关元件进行驱动的控制电路， 所述电容器是非电解型的电容器， 所述控制电路驱动所述开关元件以使所述升降压电 路以电流断续模式动作， 并且所述开关元件的开关频率与所述升降压电。

4、路的电流设定值的 积大致一定。 2. 如权利要求 1 所述的 LED 点亮装置， 其特征在于 ： 所述控制电路包括 ： 生成频率设定信号和电流设定信号的设定信号生成电路， 按照所 述频率设定信号改变所述开关元件的开关频率的频率可变电路， 和检测所述开关元件中流 过的电流并在该电流达到由所述电流设定信号决定的电流设定值的时刻关断所述开关元 件的导通时间可变电路， 所述设定信号生成电路驱动所述开关元件以使所述开关频率与电流设定值的积大致 一定。 3. 如权利要求 1 或 2 所述的 LED 点亮装置， 其特征在于 ： 所述控制电路在所述整流电压最低时使所述升降压电路在电流临界模式下动作。 4. 如。

5、权利要求 1 3 中任一项所述的 LED 点亮装置， 其特征在于 ： 所述控制电路使所述开关频率和所述电流设定值分别大致一定。 5. 如权利要求 1 3 中任一项所述的 LED 点亮装置， 其特征在于 ： 所述控制电路检测所述整流电压， 所述整流电压越高越减小所述电流设定值。 权 利 要 求 书 CN 102970786 A 2 1/8 页 3 LED 点亮装置 技术领域 0001 本发明涉及 LED 点亮装置。 背景技术 0002 LED 作为环境友好的光源受到关注， 用于聚光照明、 汽车的车内照明和头灯、 信号 灯、 液晶显示器的背光源等大范围的产品中。此外， 面向住宅和办公室的一般照明中。

6、， 也开 始了从白炽灯或荧光灯等现有光源向 LED 的更换。 0003 LED 的光输出由流经 LED 负载的电流 （以下记作 LED 电流） 决定。从而， LED 点亮 装置优选具备通过将 LED 电流控制为大致一定 （大致恒定） ， 而将 LED 的光输出控制为大致 一定的功能。 0004 作为具备这样的功能的 LED 点亮装置， 例如有专利文献 1 中记载的装置。该装置 为从直流电源通过降压斩波器对 LED 供电的结构， 具有使降压斩波器的开关元件导通 / 关 断的自激式驱动电路， 使得流经降压斩波器的开关元件的电流的峰值一定、 并且降压斩波 器以电流临界模式 （critical cur。

7、rent mode） 动作。由此， LED 电流被控制为一定， 并且几 乎不会发生开关元件的导通损失， 所以电力变换时能够实现较高的效率。 0005 使用商用电源等交流电源的 LED 点亮装置中， 大多情况下， 具备用于从交流电压 生成直流电压的整流电路。 此外， 大多在整流电路的直流输出侧连接电容器， 使直流电压平 滑。以下， 将作为这样用途的电容器记作输入平滑电容器 （input smoothing capacitor） 。 此外， 在整流电路的直流输出侧产生的直流电压记作整流电压。 作为输入平滑电容器， 出于 单位体积的静电电容 （以下记作电容） 较大这一优点， 一般使用电解型的电容器 。

8、（以下记作 电解电容器） 。与之对应的例如有铝电解电容器或钽电解电容器。但是， 电解电容器存在高 温下寿命短的缺点。 而LED在发光时会伴随发热。 并且大多情况下LED点亮装置配置在LED 附近且位于框体内部等密闭空间中， 所以其周围温度为高温。特别是小型、 大电力的 LED 点 亮装置中， 温度上升严重， 所以最好不使用电解电容器作为输入平滑电容器， 而是置换为非 电解型的电容器 （以下记作非电解电容器） 。与之对应的例如有陶瓷电容器和薄膜电容器。 0006 专利文献 1 ： 日本特开 2005-294063 号公报 发明内容 0007 但是， 非电解电容器与电解电容器相比单位体积的电容较小。

9、。 从而， 在装置的大小 存在限制的情况下， 难以确保同等的电容。其结果， 不能够充分地使整流电压平滑， 整流电 压的脉动振幅可能增大。换言之， 整流电压的最低值可能减小。 0008 专利文献 1 记载的装置中， 当整流电压低于 LED 负载的电压 （以下记作 LED 电压） 时， 降压斩波器不能动作， LED 电流将急剧减少。因为该现象在交流电源的每半个周期都发 生， 所以当设交流电源的频率为 fac 时， LED 电流可能以 （2fac） 的频率脉动。该脉动可能成 为闪烁的原因。作为该问题的对策， 可以考虑不使用降压斩波器而是使用升降压斩波器或 反激式变换器 （Flyback Conver。

10、ter） 这样的升降压电路。如果是升降压电路， 则在整流电 说 明 书 CN 102970786 A 3 2/8 页 4 压低于 LED 电压的状况下也能够对 LED 稳定地供电。 0009 但是， 当将升降压电路应用于使流经开关元件的电流的峰值一定、 并且以电流临 界模式动作的控制时， LED 电流会随整流电压的脉动而相应地脉动。在使用非电解电容器 作为输入平滑电容器的情况下， 因为整流电压的脉动较大， 所以 LED 电流的脉动也较大， 也 可能成为闪烁 （flicker） 的原因。 0010 为了解决上述课题， 本发明提供一种 LED 点亮装置， 其包括 ： 对交流电源电压进行 AC-DC。

11、 变换而生成直流电压 （以下记作整流电压） 的整流电路， 连接在该整流电路的直流输 出侧的电容器， 对所述整流电压进行 DC-DC 变换而对发光二极管 （以下记作 LED） 负载供电 的升降压电路， 和对该升降压电路所具备的开关元件进行驱动的控制电路， 所述电容器是 非电解型的电容器 （以下记作非电解电容器） ， 所述控制电路驱动所述开关元件以使所述升 降压电路以电流断续模式动作， 并且所述开关元件的开关频率与所述升降压电路的电流设 定值的积大致一定。 0011 根据本发明的 LED 点亮装置， 即使在通过使用非电解电容器而强化高温耐受性的 情况下， 也能够减少 LED 电流的脉动而实现无闪烁。

12、。 附图说明 0012 图 1 是本发明的 LED 点亮装置的框图。 0013 图 2 是本发明的第一和第二实施方式中的 LED 点亮装置的结构。 0014 图 3 是本发明的第一实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。 0015 图 4 是本发明的第一和第二实施方式中的 LED 点亮装置的结构。 0016 图 5 是本发明的第二实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。 0017 图 6 是本发明的第三和第四实施方式中的 LED 点亮装置的结构。 0018 图 7 是本发明的第三实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。 0019 图 8 是本发明的第三实施方式中的设定信号生成电路的结构例。

13、。 0020 图 9 是本发明的第三实施方式中的设定信号生成电路的结构例。 0021 图 10 是本发明的第四实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。 0022 图 11 是本发明的第五实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。 0023 图 12 是本发明的第五实施方式中的 LED 点亮装置的结构。 0024 图 13 是本发明的第一和第二实施方式中的 LED 点亮装置的其他结构。 0025 附图标记说明 0026 100 交流电源 0027 101 整流电路 0028 102 非电解型电容器 0029 103 升降压电路 0030 104 LED 负载 0031 105 控制电路 003。

14、2 106 驱动电路 0033 107 频率可变电路 0034 108 导通时间可变电路 说 明 书 CN 102970786 A 4 3/8 页 5 0035 109 设定信号生成电路 0036 110 二极管电桥 0037 112 扼流线圈 0038 113 功率 MOSFET 0039 114 二极管 0040 115 电容器 0041 116 电流检测单元 0042 117 IC（SuperTex 公司， HV9910B） 0043 118 电阻 （119、 120、 121、 122、 129、 130 也同样） 0044 123 比例电路 0045 124 反比例电路 0046 1。

15、25 增益电路 0047 126 加法电路 0048 131 扼流线圈的辅助线圈 0049 135 变压器的 1 次线圈 0050 136 变压器的 2 次线圈 具体实施方式 0051 用附图说明本发明的实施方式。 0052 图 1 是本发明中的 LED 点亮装置的框图。LED 点亮装置包括用于从交流电源 100 的交流电压获得直流的整流电压的整流电路 101， 连接在整流电路 101 的直流输出侧、 使整 流电压平滑的非电解电容器102， 对整流电压进行DC-DC变换而对LED负载104供电的升降 压电路 103、 驱动升降压电路 103 所具备的开关元件的控制电路 105。关于 LED 负。

16、载 104， 对 于 LED 的个数和连接方式没有限制， 此外也包括内置有保护用元件等的 LED 模块。 0053 控制电路 105 中， 频率可变电路 107 基于设定信号生成电路 109 输出的频率设定 信号， 对驱动电路106输出导通信号以改变升降压电路103中的开关元件的开关频率 （fs） 。 此处， 并不限于由频率设定信号的大小来决定开关频率。 例如， 可以考虑使频率设定信号是 周期性的信号， 以其周期为开关周期， 进而相当于开关频率。频率可变电路 107 结果上也会 改变开关元件的关断时间， 所以也能够称为关断时间可变电路。 但这只是表达上的问题， 所 得到的 LED 点亮装置的动。

17、作是相同的， 所以以下说明中统一称为频率可变电路。 0054 导通时间可变电路 108， 基于检测到的升降压电路 103 的电流和设定信号生成电 路109输出的电流设定信号， 对驱动电路106输出关断信号以改变开关元件的导通时间。 具 体而言， 在检测到的升降压电路 103 的电流达到根据电流设定信号决定的值 （以下将该值 记作电流设定值 Ip） 的时刻， 对驱动电路 106 输出关断信号。此处， 并不限于由电流设定信 号的大小来决定电流设定值。 例如， 也可以考虑频率设定信号是振幅一定的脉冲信号， 其脉 冲密度相当于电流设定值。 0055 驱动电路 106 按照频率可变电路 107 输出的导。

18、通信号和导通时间可变电路 108 输 出的关断信号， 输出驱动信号以使升降压电路 103 的开关元件导通或关断。 0056 设定信号生成电路 109 决定频率设定信号和电流设定信号， 使得 （Ipfs） 大致一 说 明 书 CN 102970786 A 5 4/8 页 6 定。此处之所以记作大致一定， 是考虑到部件的误差和控制的延迟时间等，（Ipfs） 难以 成为完全一定的值， 可预料会有若干变动。实际上， 可以考虑到 （Ipfs） 在 10% 的范围 变动， 本发明中认为该程度的变动是可容许的。一部分实施方式中， 如图 1 所示将整流电压 的检测值反馈给设定信号生成电路 109， 基于它来决。

19、定频率设定信号和电流设定信号。 0057 第一实施方式 0058 图 2 是本发明的第一实施方式中的 LED 点亮装置。图 2 中， 二极管电桥 110 构成 的全波整流电路相当于图 1 的整流电流 101。此外， 由扼流线圈 112、 作为开关元件的功率 MOSFET113、 二极管 114、 电容器 115、 电流检测单元 116 构成的升降压斩波器， 相当于图 1 的 升降压电路 103。 0059 图 2 中， 可以使用双极型晶体管或 IGBT 等其他种类的开关元件代替功率 MOSFET113。开关元件也可以内置在 IC 中。也可以使用倍压整流电路等其他方式的整流电 路代替全波整流电路。

20、。 也可以使用反激式变换器等其他种类的升降压电路代替升降压斩波 器。也可以追加熔断器等电路保护部件、 作为噪声应对部件的电容器和扼流线圈。此外， 这 些替代方案和追加项目， 能够对本发明的所有实施方式应用。 0060 图 3 是本发明的第一实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。在图 3 的上侧用实 线表示交流电源101的1个周期 （Tac） 中的整流电压 （Vdc） 。 此外， 作为参考， 用虚线表示完 全没有使 Vdc 平滑的情况下的全波整流波形。使用非电解电容器作为输入平滑电容器的情 况下， 难以确保足以进行平滑的电容。结果， Vdc 如图 3 上侧所示， 以周期 （Tac/2） 、 。

21、即交流 电源的 2 倍的频率脉动。电容越小， 或者 LED 负载的电力越大， 则 Vdc 的脉动振幅也越大， 越接近虚线的全波整流波形。换言之， Vdc 的最低值减小。 0061 在图 3 的下侧， 对于 （a） Vdc 较高的情况和 （b） Vdc 最低的情况表示将时间轴范围 放大的波形。该下侧的图中， 除了 Vdc 之外， 还一并表示了功率 MOSFET113 的导通 / 关断状 态 （SW） 、 功率MOSFET113的电流 （IQ） 、 扼流线圈112电流 （IL） 、 二极管114电流 （ID） 、 LED电 流 （ILED） 的波形。关于这些电压和电流的极性， 以图 2 所示的箭头。

22、的方向为正。其中， 电 容器 115 用于除去开关频率的脉动， 可以认为即使使用非电解电容器也能够确保足够的电 容。因此， 假设 ILED 被完全平滑， 成为 ID 的直流成分即平均值。 0062 利用图 3 说明升降压斩波器和控制电路 105 的动作。首先， 说明升降压斩波器的 动作。当功率 MOSFET113 导通时， 升降压斩波器中， 以非电解电容器 102 的整流电压为电压 源， 在扼流线圈 112、 功率 MOSFET113、 电流检测单元 116 的通路中流过电流。此时， 对扼流 线圈 112 施加了与 Vdc 大致相同的电压。此外， 如图 3 下侧所示， 功率 MOSFET113。

23、 的开关周 期中 Vdc 几乎不变化。从而， 如图 3 的 IQ 和 IL 波形所示， 该电流随时间线性地增大。导通 时间可变电路 108 在该电流到达电流设定值 （Ip） 的时刻使功率 MOSFET113 关断。换言之， 改变功率 MOSFET113 的导通时间， 使得作为开关元件的功率 MOSFET113 中流过的电流的峰 值与 Ip 一致。当将功率 MOSFET113 的导通时间定义为 Ton 时， Ton 由 （式 1） 表示。 0063 Ton=（LIp） /Vdc （式 1） 0064 （式 1） 中， L 是扼流线圈 112 的自感。根据 （式 1） 和图 3 可知， Ton 依。

24、赖于 Vdc， Vdc 越高则 Ton 越短。当功率 MOSFET113 关断时， 升降压斩波器成为从电压源断路的状态， 但因 为扼流线圈 112 中蓄积的能量， 在扼流线圈 112、 二极管 114 和 LED 负载 104 与电容器 115 的并联体的通路上会流过回流电流 （环流电流） 。此时， 扼流线圈 112 在与导通期间相反的 说 明 书 CN 102970786 A 6 5/8 页 7 方向上被施加与 LED 电压 （VLED） 大致相同的电压。从而， 如图 3 的 IL 和 ID 波形所示， 回流 电流随时间线性地减少。频率可变电路 107 如上所述， 使功率 MOSFET113。

25、 导通以使得功率 MOSFET113的开关频率 （fs） 成为符合频率设定信号的值。 即， 在上一次功率MOSFET113导通 之后， 经过由 fs 的倒数决定的开关周期 （Ts 1/fs） 的时刻， 再次使功率 MOSFET113 导通。 此处， 第一实施方式中， 如图3所示， 与Vdc无关地使升降压斩波器以电流断续模式 （断续导 通模式） 动作。即， 在回流电流减少至零之后， 在时间进一步经过的时刻使功率 MOSFET113 导通。此处， 将功率 MOSFET113 的关断时间定义为 Toff， 该 Toff 中回流电流成为零之前的 时间定义为回流时间 （Toff1） ， 剩余时间定义为断。

26、续时间 （Toff2） 。Toff1 和 Toff2 分别由 （式 2） 和 （式 3） 表示。 0065 Toff1=（LIp） /VLED （式 2） 0066 Toff2=Ts-（Ton+Toff1） （式 3） 0067 Toff1 不依赖于 Vdc。此外， VLED 是由 LED 负载中的 LED 的串联连接数决定的常 数， Toff1 也可以视为常数。此外， Toff2 大致为零的模式， 即在回流电流减少至零的时刻使 功率 MOSFET113 导通的模式， 称为电流临界模式。本发明中， 认为电流临界模式包括在电流 断续模式中。但是， 仅在特意使用电流临界模式的情况下， 记作电流临界。

27、模式。 0068 接着， 说明决定升降压斩波器中的ILED的式子和第一实施方式中控制电路105的 动作。如以上说明， ILED 是 ID 的直流成分 （平均值） ， 所以可以使用 Ip 由 （式 4） 表示。 0069 ILED=（Ip/2） （Toff1/Ts） 0070 =（IpfsToff1） /2 （式 4） 0071 根据 （式 4） ， 可知升降压斩波器中， ILED 与 （Ipfs） 成比例。本发明中， 因为与 Vdc 无关地将 （Ipfs） 控制为大致一定， 所以 ILED 也能够与 Vdc 无关地控制为大致一定， 能够实现无闪烁。特别是第一实施方式中， 作为其中最简单的方法，。

28、 使 fs 和 Ip 都大致一定 而不依赖于 Vdc。该方法中， 具有不需要检测 Vdc， 装置的结构简单的优点。具体而言， 市面 上有销售能够设定 Ip 和 fs 的面向 LED 的 IC（以下简记作 IC） ， 能够用 IC 及其周边电路构 成控制电路 105 的各元件。具有这样功能的 IC， 例如有 SuperTex（超科） 公司的 HV9910B。 0072 图 4 更加具体地表示了图 2 的 LED 点亮装置中的控制电路 105， 使用 SuperTex 公 司的 HV9910B 作为 IC。图 4 中作为模块表示的 IC117 是 HV9910B。图 4 中， 生成由电阻 118 。

29、和 119 构成的电阻分压电路， 对 IC117 的 LD 针输入的电压相当于电流设定值。VDD 针是定 压源， 所以Ip是由分压比决定的大致一定的值。 此外， 对LD针输入的电压越高， 则Ip越大。 开关频率由与 IC117 的 RT 针连接的电阻 120 的值决定。因此， 也可以说电阻 120 生成用于 获得大致一定的 fs 的频率设定信号。此外， 电阻 120 的值越大， 则 fs 越小 （Ts 越大） 。 0073 作为控制电路105的结构， 不一定需要使用IC。 例如， 导通时间可变电路108能够 用比较器构成。也可以考虑使用微型计算机或数字信号处理器代替 IC， 利用软件来实现控 。

30、制电路 105 所具备的全部或一部分功能。如上所述， 控制电路 105 的具体实现方法并不限 定。 0074 以下说明用于使升降压斩波器与 Vdc 无关地以电流断续模式动作的条件。如图 3 所示， Ton 最长的是 Vdc 降到最低时。将 Vdc 的最低值定义为 Vdc（min） ， Vdc（min） 时的 Ton 定义为 Ton（max） 。Ton（max） 由 （式 5） 表示。 0075 Ton（max） =（LIp） /Vdc（min） （式 5） 说 明 书 CN 102970786 A 7 6/8 页 8 0076 决定 Ip 和 fs 以及其他常数， 使得 Ts=（1/fs） 大。

31、于该 Ton（max） 与 Toff1 的和。 从而， 用于与 Vdc 无关地以电流断续模式动作的条件式为 （式 6） 。 0077 Ts=（1/fs） Ton（max） +Toff1 0078 =（LIp） 1/Vdc（min） +1/VLED （式 6） 0079 为了根据 （式 6） 设定常数， 需要预先把握 Vdc （min） 。Vdc （min） 随对 LED 负载 104 供给的电力和非电解电容器 102 的静电电容而不同， 但能够通过进行电路模拟和实际实验 而测定。 0080 根据以上， 能够通过使用非电解电容器强化高温耐受性， 并且减少 LED 电流的脉 动实现无闪烁。 008。

32、1 第二实施方式 0082 本发明的第二实施方式中， 点亮装置的结构与第一实施方式同样， 但控制电路 105 中的 Ip 和 fs 的设定方法与第一实施方式不同。图 5 是本发明的第二实施方式中 LED 点 亮装置的动作波形。如图 5 所示， 第二实施方式中决定 Ip 和 fs 使得在 Vdc 最低时以电流 临界模式动作。其他方面与第一实施方式相同。如以上说明， 在电流临界模式下， 在功率 MOSFET113 关断后 IL 和 IQ 减少至大致零的时刻， 使功率 MOSFET113 导通。如图 5 所示， 在 Vdc 最低的情况下使 Toff2 大致为零即可， 所以设定 Ip 和 fs 等的条。

33、件式成为 （式 7） 0083 （1/fs） =Ton（max） +Toff1 0084 =（LIp） 1/Vdc（min） +1/VLED （式 7） 0085 此处， 基于 （式 7） 的设定中， 容许产生 10% 左右的误差。这是因为设定中 L 和 VLED 等常数使用标称值 （额定值） ， 但实际的 L 和 VLED 与标称值并不完全一致。考虑 L 和 VLED 存在误差， 则认为容许 10% 的误差是妥当的。 0086 Toff2 大致为零， 意即回流期间 （Toff1） 相对于开关周期 （Ts） 的比例最大。从而， 根据 （式 4） ， 能够同样使用于供给 ILED 的 Ip 最小。

34、。由此， 能够减小升降压斩波器中流过的 电流的峰值， 使点亮装置小型、 高效率化。 0087 第三实施方式 0088 图 6 是本发明的第三实施方式中的 LED 点亮装置。与第一实施方式的图 2 大致相 同， 仅在检测 Vdc 反馈给控制电路 105 的设定信号生成电路 109 这一点上不同。即， 第三实 施方式中， 在 （Ipfs） 大致一定的范围内， 根据 Vdc 相应地改变 Ip 和 fs。图 7 是本发明的 第三实施方式中 LED 点亮装置的动作波形。如图 7 所示， 第三实施方式中， Vdc 越高， 则越 减小 Ip 和 Ts。Vdc 越高则 Ts 的倒数即 fs 越增大。 0089。

35、 图 8 是第三实施方式中的设定信号生成电路 109 的结构例。图 8 中利用增益电路 125 和加法电路 126 对 Vdc 施加前处理。通过该前处理， 能够调节与 Vdc 的变化相随的 Ip 和 fs 的变化量。但是， 该前处理的有无是任意的， 也可以省略。此外， 前处理部分的详细结 构并不受限定， 也可以在加法电路 126 的后级设置另一级增益电路， 或者在途中设置缓冲 电路等。如图 8 所示， 将经前处理后的 Vdc 定义为 Vdc。对于 Vdc， 分别用比例电路 123 生成 fs， 用反比例电路 124 生成 Ip。由此， 能够使 （Ipfs） 大致一定， 并且 Vdc 越高则越 。

36、减小 Ip、 越增大 fs。其中， 比例电路 123、 反比例电路 124、 增益电路 125、 加法电路 126 能 够全部通过使用了运算放大器等的模拟电子电路实现， 但其具体实现方法并不受限定。此 外， 也可以使用内置了这些模拟电路的 IC。也可以考虑使用微型计算机或数字信号处理器 说 明 书 CN 102970786 A 8 7/8 页 9 代替 IC， 使设定信号生成电路 109 的功能软件化。 0090 此处， 只要使 （Ipfs） 为大致一定的程度， 就能够用结构更简单的模拟电子电路 实现设定信号生成电路 109。即， 代替反比例电路 124， 设置生成 Ip 使得 Vdc 和 I。

37、p 呈单调 递减的关系的电路。图 9 是设想使用了图 4 中也使用的 SuperTex 公司的 HV9910B 的情况 下的设定信号生成电路 109 的结构例。在决定 fs 的 RT 针的周边电路和决定 Ip 的 LD 针的 周边电路中分别插入晶体管 127 和 128， 通过将其用作可变电阻， 能够实现 Vdc 越高则越减 少 Ip、 增大 fs 的控制。此外， 也可以使用 MOSFET 等其他半导体元件代替晶体管。 0091 用于使升降压斩波器与 Vdc 无关地以电流断续模式动作的条件， 与第一实施方式 同样， 按照 （式 6） 决定 Vdc（min） 时的 Ip、 fs 和其他常数即可。。

38、 0092 第三实施方式与第二实施方式相比， 能够进一步减小 Vdc 较高时的电流峰值， 所 以能够使点亮装置小型、 高效率化。 0093 第四实施方式 0094 图 10 是本发明的第四实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。第四实施方式中， 以第三实施方式为基础， 决定 Ip 和 fs 等使得在 Vdc 最低时以电流临界模式动作。其他点 与第三实施方式相同。用于使升降压斩波器不依赖于 Vdc 地以电流断续模式动作、 并且仅 在 Vdc（min） 时为电流临界模式的条件， 与第二实施方式同样为 （式 7） 。此处， 与第二实施 方式同样， 基于 （式 7） 的 Ip 和 fs 的设定中容许。

39、产生 10% 左右的误差。理由与第二实施 方式的说明中记载的相同， 所以省略。 0095 第四实施方式中， 与第三实施方式相比， 能够进一步降低电流峰值， 所以能够使点 亮装置小型、 高效率化。 0096 第五实施方式 0097 图 11 是本发明的第五实施方式中的 LED 点亮装置的动作波形。如图 11 所示， 第 五实施方式中， 与 Vdc 无关地总是以电流临界模式动作， 并且 Vdc 越高则越减小 Ip。如果 在 Ip 一定的条件下不依赖于 Vdc 地总是以电流临界模式动作， 则 Vdc 越高， Ts 越小。另一 方面， Toff1 不依赖于 Vdc。从而， 根据 （式 4） ， Vdc。

40、 越高则 ILED 越增大， 不能够实现无闪烁。 作为其对策， Vdc 越高则越减小 Ip。此外， Vdc 越高， 则 fs 越是自动地增大， 所以 （Ipfs） 大致一定。 0098 作为第五实施方式中的控制电路， 优选应用专门用于以电流临界模式动作的专用 结构。作为这样的结构的一例， 有对扼流线圈设置辅助线圈 （辅助绕组） 的结构。图 12 是 第五实施方式中的点亮装置的例子， 利用设置于扼流线圈 112 的扼流线圈的辅助线圈 131 实现电流临界模式。设定信号生成电路 109， 对导通时间可变电路 108 输出电流设定信号， 以根据 Vdc 输出 Ip， 使得 Vdc 越高则越减小 Ip。

41、。此外， 基于扼流线圈的辅助线圈 131 中产 生的电压， 检测回流期间 （Toff1） 的结束时刻， 基于它对频率可变电路 107 输出频率设定信 号。具体而言， 利用在 Toff1 的结束时刻扼流线圈的辅助线圈 131 中产生的电压的极性倒 转的现象。由此， 即使 Vdc 变化并进而导致 Ip 变化， 也能够自动地改变开关频率以始终维 持电流临界模式的动作。此外， 检测 Toff1 的终点的方式还存在其它的方式， 例如也可以使 用检测作为开关元件的功率 MOSFET113 的漏极电压、 利用在 Toff1 的结束时刻该电压降低 至某个值以下的现象的检测方式。 0099 第五实施方式与第四实。

42、施方式相比， 能够进一步减小电流峰值， 所以能够使点亮 说 明 书 CN 102970786 A 9 8/8 页 10 装置小型、 高效率化。 0100 作为本发明的所有实施方式中共通的其他结构， 说明将升降压斩波器置换为反激 式变换器的情况。 例如， 对于图2所示的LED点亮装置， 通过将扼流线圈112变更为变压器， 而将升降压斩波器置换为反激式变换器， 则成为图 13。反激式变换器在使 LED 负载 104 与 交流电源 100 之间绝缘的用途下是有效的。此外， 如果利用变压器的变压比， 则能够应对范 围较广的 LED 电压的 LED 负载。其中， 使用反激式变换器的情况下的详细的动作说明。

43、， 与使 用升降压斩波器时大多同样， 所以省略说明。 说 明 书 CN 102970786 A 10 1/12 页 11 图 1 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 11 2/12 页 12 图 2 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 12 3/12 页 13 图 3 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 13 4/12 页 14 图 4 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 14 5/12 页 15 图 5 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 15 6/12 页 16 图 6 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 16 7/12 页 17 图 7 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 17 8/12 页 18 图 8 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 18 9/12 页 19 图 9 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 19 10/12 页 20 图 10 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 20 11/12 页 21 图 11 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 21 12/12 页 22 图 12 图 13 说 明 书 附 图 CN 102970786 A 22 。