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1、(10)申请公布号 CN 102832814 A (43)申请公布日 2012.12.19 C N 1 0 2 8 3 2 8 1 4 A *CN102832814A* (21)申请号 201210330523.3 (22)申请日 2012.09.10 H02M 3/158(2006.01) (71)申请人上海电力学院 地址 200090 上海市杨浦区平凉路2103号 (72)发明人赵晋斌 刘永晓 (74)专利代理机构上海申汇专利代理有限公司 31001 代理人吴宝根 (54) 发明名称 一种带有电压前馈的快速滞环控制方法 (57) 摘要 本发明涉及一种带有电压前馈的快速滞环控 制方法，将传统。
2、的PWM电压控制中的反馈电路由 滞环比较器和反馈旁路代替，输入电压经前馈调 整电阻与充电电容相连，同时输入电压经上下限 阀值大小调整电阻与参考电压相连。输出电压经 反馈调整电阻与充电电容相连。通过输入及输出 电压的改变引起充电电容两端的电压变化。此方 法无需运算放大器和三角载波电路，实现了输出 电压的精确控制；只需要一个滞环比较器，控制 电路器件大大减少；没有使用误差放大器，没有 反馈相位延迟；负载变动和输入电压变动时输出 电压均可被控制在最小限度以至能快速恢复原输 出电压水平，满足了在输入电压和输出负载变化 时的高速瞬态响应、小型、低成本、高效率的要求。 (51)Int.Cl. 权利要求书1。
3、页 说明书5页 附图13页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 13 页 1/1页 2 1.一种带有电压前馈的快速滞环控制方法，其特征在于，在保持原PWM电压开关部分 电路的基础上，更改原有PWM电压控制电路反馈部分为：输出电压经串联的反馈调整电阻 和充电电容接地；输入电压通过输入端MOS开关管输出，接前馈调整电阻和充电电容接地； 输入电压通过输入端MOS开关管，接串联的两个上下限阀值大小调整电阻和参考电压后接 地；充电电容电压端接滞环比较器反相输入端，两个上下限阀值大小调整电阻中间点接滞 环比较器同相输入端，滞环比较器输出进过。
4、驱动电路接输入端MOS开关管栅极；得到输出 电压 ，其中D o 为占空比D o =， K c 为反馈增益K c = ， V L 为滞环比较器高电平阀值电压，V OL 、V OH 分别为滞环比较器输出低电平、 高电平电压，r为降压直流转换器等效内阻，Ro为负载，R为前馈调整电阻；Rf为反馈调整 电阻。 2.根据权利要求1所述带有电压前馈的快速滞环控制方法，其特征在于，所述输入端 MOS开关管输出到前馈调整电阻的中间可加入比例或者比例积分环节。 3.根据权利要求1所述带有电压前馈的快速滞环控制方法，其特征在于，所述 输入端MOS开关管输出的两个上下限阀值大小调整电阻的中间可加入比例或者比例 积分环。
5、节。 4.根据权利要求1所述带有电压前馈的快速滞环控制方法，其特征在于，所述输入电 压经过输入端MOS开关管输出，接串联的两个上下限阀值大小调整电阻和参考电压后接地 中，输入端MOS开关管输出可从MOS开关管栅极或源极输出。 权 利 要 求 书CN 102832814 A 1/5页 3 一种带有电压前馈的快速滞环控制方法 技术领域 0001 本发明涉及一种开关电源控制技术，特别涉及一种带有电压前馈的快速滞环控制 方法。 背景技术 0002 随着半导体和信息技术的飞速发展，作为它们电源管理系统的直流-直流斩波器 即开关电源必须满足以下技术需求：（1）输出电压低；（2）输出电压精度高；（3）输出电。
6、流 大；（4）输入电源及输出负载瞬变时，输出电压的瞬态过冲小。以上需求对开关电源的稳态 和动态特性提出了较高的要求，对开关电源的控制方法提出了新的挑战。其中，传统型PWM 电压控制方法由于其满足稳定性和控制精度的基本要求，而广泛的应用于开关电源中。但 是，这种控制方法只涉及在输出量变动引起负载电压变化时进行控制，在输入电压和负载 发生突变时，没有对输入量变化时引起的扰动实现有效控制，还有控制电路中电压误差放 大器的补偿电路带来的延时滞后，不仅造成了其瞬态响应慢，降低了其动态特性，而且控制 电路中使用运算放大器和三角载波产生电路以及其它补偿电路，这些易造成开关电源的制 造成本上升，难以实现小型化。
7、和轻量化。并且，电压误差放大器的补偿电路在设计和调试时 较为复杂。以上这些问题给设计者带来了很多困难，且延长了设计周期、消耗了大量人力物 力。 发明内容 0003 本发明是针对传统型PWM电压控制方法难以满足输入输出高速瞬态响应、小型 化、轻量化、低成本、高效率的问题，提出了一种带有电压前馈的快速滞环控制方法，提出了 在输入输出量变动时，具有快速瞬态响应特性的新型滞环控制方式，有效提高了控制电路 的动态特性，具有良好的稳态和动态特性。 0004 本发明的技术方案为：一种带有电压前馈的快速滞环控制方法，在保持 原PWM电压开关部分电路的基础上，更改原有PWM电压控制电路反馈部分为：输 出电压经串。
8、联的反馈调整电阻和充电电容接地；输入电压通过输入端MOS开关 管输出，接前馈调整电阻和充电电容接地；输入电压通过输入端MOS开关管，接 串联的两个上下限阀值大小调整电阻和参考电压后接地；充电电容电压端接滞 环比较器反相输入端，两个上下限阀值大小调整电阻中间点接滞环比较器同相 输入端，滞环比较器输出进过驱动电路接输入端MOS开关管栅极；得到输出电压 ，其中D o 为占空比D o =， K c 为反馈增益K c = ， V L 为滞环比较器高电平阀值电压，V OL 、V OH 分别为滞环比较器输出低电平、 高电平电压，r为降压直流转换器等效内阻，Ro为负载，R为前馈调整电阻；Rf为反馈调整 电阻。。
9、 说 明 书CN 102832814 A 2/5页 4 0005 所述输入端MOS开关管输出到前馈调整电阻的中间可加入比例或者比例积分环 节。 0006 所述输入端MOS开关管输出的两个上下限阀值大小调整电阻的中间可加入比例 或者比例积分环节。 0007 所述输入电压经过输入端MOS开关管输出，接串联的两个上下限阀值大小调整电 阻和参考电压后接地中，输入端MOS开关管输出可从MOS开关管栅极或源极输出。 0008 本发明的有益效果在于：本发明带有电压前馈的快速滞环控制方法，无需运算放 大器和三角载波电路，实现了输出电压的精确控制； 只需要一个滞环比较器，控制电路器 件大大减少，控制电路拓扑简单。
10、； 没有使用误差放大器，没有反馈相位延迟，完全不需要 相位补偿电路。同时，控制电路的稳定性得到很大改善； 负载变动和输入电压变动时输出 电压均可被控制在最小限度以至能快速恢复原输出电压水平，输出电压过冲量和调节时间 均极小，进而具有良好的调节和高速瞬态响应特性； 与传统型PWM电压控制方法相比，满 足了在输入电压和输出负载变化时的高速瞬态响应、小型、低成本、高效率的要求。 附图说明 0009 图1为传统型PWM电压控制方法电路图； 图2为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例一电路图； 图3为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例二电路图； 图4为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实。
11、施例一和二的动作原理图； 图5为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合一电路图； 图6为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合二电路图； 图7为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合四电路图； 图8为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合六电路图； 图9为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合七电路图； 图10为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合八电路图； 图11为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合九电路图； 图12为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例组合七电路输出响应曲线 图； 图13为本发明带有电压前馈的新型滞环控制方。
12、法实施例组合九电路输出响应曲线 图； 图14为负载电流Io跃降一倍时传统PWM电压控制瞬态响应曲线图； 图15为本发明负载电流Io跃降一倍时带有电压前馈的新型控制方法实施例一瞬态响 应曲线图； 图16为本发明负载电流Io跃降一倍时带有电压前馈的新型控制方法实施例二瞬态响 应曲线图； 图17为负载电流Io跃升一倍时传统PWM电压控制瞬态响应曲线图； 图18为本发明负载电流Io跃升一倍时带有电压前馈的新型控制方法实施例一瞬态响 应曲线图； 图19为本发明负载电流Io跃升一倍时带有电压前馈的新型控制方法实施例二瞬态响 说 明 书CN 102832814 A 3/5页 5 应曲线图； 图20为输入电压。
13、跃降40%时传统PWM电压控制瞬态响应曲线图； 图21为本发明输入电压跃降40%时带有电压前馈的新型控制方法实施例一瞬态响应 曲线图； 图22为本发明输入电压跃降40%时带有电压前馈的新型控制方法实施例二瞬态响应 曲线图； 图23为输入电压跃升40%时传统PWM电压控制瞬态响应曲线图； 图24为本发明输入电压跃升40%时带有电压前馈的新型控制方法实施例一瞬态响应 曲线图； 图25为本发明输入电压跃升40%时带有电压前馈的新型控制方法实施例二瞬态响应 曲线图。 具体实施方式 0010 针对传统控制方法的缺点，我们提出了在输入输出量变动时，具有快速瞬态响应 特性的新型滞环控制方式。通过设计不同的输。
14、出电压和输入电压的反馈支路，同时结合滞 环比较器的工作特点，有效调节控制信号的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。由于该控制方 法只需要一个滞环比较器和反馈系数调节电阻，控制电路的器件数量大大减少，成本和体 积均得到了较大改善。而且，由于没有使用误差放大器，在消除了补偿电路带来的相位延迟 问题的同时，有效提高了控制电路的动态特性。最后通过理论分析以及仿真在与传统性的 控制方法对比的基础上，验证了该控制方法在负载变动和输入电压变动时，具有良好的稳 态和动态特性。 0011 如图1所示传统型PWM电压控制方法电路图，图中Vi为输入电压；MOS1，MOS2为 全控型开关管MOSFET或IGBT； L1为滤。
15、波电感；Co为滤波电容；Rc为等效串联电阻；Rc1， Rc2，Rc3，Rc4为电阻；Ro为负载； Vo为输出电圧；Vrc为参考电压； Vtri为载波电压。传 统的输出电压 （1），其中D为占空比，r为降压直流转换器等效内阻。 0012 如图2、3所示带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例一和实施例二电路图，图 中L为滤波电感；Vu为滞环比较器；R1、R2分别为上下限阀值大小调整电阻；R为前馈调整 电阻；Rf为反馈调整电阻；V1为参考电压。 0013 开关周期T计算公式： （2），V L ，V H 为滞环比较器阀值电压 （低电平，高电平），为开环控制电压，在此等于输出电压，。 0014 滞环比较器。
16、阀值高电平电压； 说 明 书CN 102832814 A 4/5页 6 滞环比较器阀值底电平电压； 输出电压 （3）；其中Do为占空比Do=，仅当 Vc= VL时, D= Do；Kc为反馈增益Kc= ，其中V OL ，V OH 为滞环比较器输出电压 （低电平，高电平），图4为带有电压前馈的新型滞环控制方法实施例一和二的动作原理图。 0015 根据图2和图3中标示的a，b，u和1,2可以得出9组连接组合，分别为第一组合 如图5所示：1连a，2连b ；第二组合如图6所示：1连u，2连b ；第三组合如图2所示：1连 b，2连b ；第四组合如图7所示：1连u，2连u ；第五组合如图3所示：1连b，2连。
17、u ；第六 组合如图8所示：1连a，2连u ；第七组合如图9所示：1连b，2连a ；第八组合如图10所 示：1连a，2连a ；第九组合如图11所示：1连u，2连a 。其中第三、四、五、七和九组合均 可行，第四组合已有文献涉及。第七、九组合为非滞环控制，控制输出效果不理想。第七、九 组合输出效果如图12和图13所示输出响应曲线图，其中输入电压为5V，负载为0.6，电 压目标值4V。 0016 在这些组合中每种组合中两点相连之间可加入比例或者比例积分环节来进行控 制。例如第三组合，就可以在1和b之间加入比例或者比例积分环节，2和b之间加入比例 或者比例积分环节，加入的比例或者比例积分环节的参数可根。
18、据电路进行调节。 0017 带有电压前馈的快速滞环控制方法由滞环比较器Vu和反馈旁路组成。输入电压 经电阻R与电容C相连，同时输入电压经电阻R2和R1与电压V1相连。输出电压Vo经电 阻Rf与电容C相连。通过输入及输出电压的改变引起电容C两端的电压变化。 0018 基于电容C电荷平衡的原理，实现充放电的控制进而实现比较器输出占空比和周 期时间的调节。电容C两端电压的变化本质是电容C的充放电原理。依据电容充放电的时 间和速率必须依赖于滞环比较器的阈值电压V H 和V L 的差值以及流经电阻Rf和电阻R的电 流这两方面的原因，本设计中，通过将输入电压经过电阻R与电容C相连，输出电压经电阻 Rf和电。
19、容C相连，进而共同实现对电容C充放电速率的控制，同时输入电压经电阻R2和R1 与参考电压V1相连。因为阈值电压，。可见通过输 入电压可以使得阈值电压发生变化，通过电压使得和发生改变。可见在提出的 新型控制方法中，对于影响电容两端电压变化的两个因素，通过利用输入输出的快速动态 调节和响应得以实现。被检测的电容电压Vf决定了功率开关管的关断和导通时间。在一个 开关周期内，电压Vf的上升和下降斜率与输入电压和输出电压以及阈值电压相关，因此， 每一个开关周期的大小会因为输入电压和输出电压的变化而变化。与传统型PWM电压控制 方法进行比较，当输入电压和负载电流改变时，输入端和输出端通过共同调节实现了电压。
20、 前馈和反馈的复合控制，具有了输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高， 误差可控的特点，从而满足了较好的动态和静态性能指标。通过仿真可看出之间的区别，如 图1416所示负载电流Io跃降一倍时，传统PWM电压控制、新型控制方法实施例一、新型 控制方法实施例一瞬态响应曲线图，包括负载电流IR、输入电压Vi和输出电压Vo曲线图。 说 明 书CN 102832814 A 5/5页 7 如图1719所示负载电流Io跃升一倍时，传统PWM电压控制、新型控制方法实施例一、新 型控制方法实施例一瞬态响应曲线图。如图2022所示输入电压跃降40%时，传统PWM 电压控制、新型控制方法实施例一、新型。
21、控制方法实施例一瞬态响应曲线图。如图2325 所示输入电压跃升40%时，传统PWM电压控制、新型控制方法实施例一、新型控制方法实施 例一瞬态响应曲线图。 0019 新型控制方法实施例一和实施例二的比较： 负载变化时，无论是负载增大或减小，实施例一比实施例二的过冲量和调节时间要小， 所以在负载变化频繁的场合，实施例一要优于实施例二。 0020 输入电压增大时，实施例二比实施例一的过冲量大，但调节时间要小，最终实施例 二的电压稳定水平要好于实施例一； 输入电压下降时，实施例一的过冲量和调节时间均小于实施例二，且最终两者电压水 平均稳定在同一数值。由于实施例二稳态电压水平要好于实施例一，且两种方法的。
22、过冲量 和调节时间相当接近完全可满足快速的瞬态响应，所以针对输入电压变化频繁的场合宜选 用实施例二。 0021 综上所述，在负载变化频繁的场合时选用控制实施例一，在输入电压变化频繁的 场合时选用实施例二。整体来讲，实施例一和实施例二的差别不大。 说 明 书CN 102832814 A 1/13页 8 图 1 图 2 说 明 书 附 图CN 102832814 A 2/13页 9 图 3 图 4 说 明 书 附 图CN 102832814 A 3/13页 10 图 5 图 6 说 明 书 附 图CN 102832814 A 10 4/13页 11 图 7 图 8 说 明 书 附 图CN 1028。
23、32814 A 11 5/13页 12 图 9 图 10 说 明 书 附 图CN 102832814 A 12 6/13页 13 图 11 图 12 说 明 书 附 图CN 102832814 A 13 7/13页 14 图 13 图 14 说 明 书 附 图CN 102832814 A 14 8/13页 15 图 15 图 16 说 明 书 附 图CN 102832814 A 15 9/13页 16 图 17 图 18 说 明 书 附 图CN 102832814 A 16 10/13页 17 图 19 图 20 说 明 书 附 图CN 102832814 A 17 11/13页 18 图 21 图 22 说 明 书 附 图CN 102832814 A 18 12/13页 19 图 23 图 24 说 明 书 附 图CN 102832814 A 19 13/13页 20 图 25 说 明 书 附 图CN 102832814 A 20 。