一种电机控制系统及方法技术领域
本申请涉及电机控制技术，尤其涉及一种电机控制系统及方法。
背景技术
交流传动系统是指以交流电机为控制对象，对电机的输出转矩和转速进
行调节的新型传动系统。与直流传动系统相比，交流传动系统具有良好的牵
引性能，功率因素高，体积小，重量轻，运行可靠。交流传动系统正逐步取
代直流传动系统，广泛应用于工业生产、国民生活和国家国防的各个领域。
交-直-交变频调制技术广泛应用于交流传动系统中。使用交-直-交变频调
制技术的交流传动系统一般由控制系统、主回路和控制对象等构成，其中主
回路包括直流母线，直流支撑电容，以及由功率开关半导体器件组成的变流
器(包括整流、逆变、斩波甚至辅变模块)；控制系统则是基于微处理器硬件
平台上，运用各种控制算法进行四象限整流、交流电机控制的实时控制系统。
其中的电机控制是通过对传动系统中电机转速、电机电流和直流母线电压等
信号的采集和处理，根据要求的转速或转矩指令，控制主回路中功率半导体
器件的通断进行脉冲宽度调制(PWM)以调节作用于电机的交流电压的幅值
和频率，实现对电机转速或转矩的控制。
但是，该交流传动系统中，在使用单相脉冲整流电路进行交-直转换时，
会在中间直流环节产生两倍于电网频率的电压脉动分量，该脉动分量经逆变
器开关元件动作后输出到电机侧，将会在电机上产生拍频现象，导致电机电
流、转矩脉动，电机过热。工业应用领域多采用LC元件组成二次谐振回路进
行直流滤波的方式，来消除二次电压脉动分量，但所需LC元件存在体积大、
质量重、发热量大、成本高且参数不好配比等问题。
发明内容
有鉴于此，本申请要解决的技术问题是，提供一种电机控制系统及方法，
能够更好的消除二次电压脉动分量。
为此，本申请实施例采用如下技术方案：
一种电机控制系统，包括：
电机模型计算单元，用于根据反馈控制信号、输入逆变单元的直流电压
信号、电机的转速、逆变单元输出的交流电流计算电机的定子磁链在β坐标系
下的a，b，c三相分量、定子频率、以及目标转矩与实际转矩的偏差值；所述反
馈控制信号为：电机控制系统输出的开关控制信号；
判断单元，用于判断所述定子频率与电机基频的大小，得到判断结果；
磁链计算单元，用于判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基频时，
根据定子频率以及所述偏差值确定第一给定磁链；判断单元的判断结果为定
子频率不大于电机的基频时，确定第一给定磁链为第一预设值；磁链计算单
元将所述第一给定磁链输出至开关控制单元；
二次谐振处理单元，用于判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基
频时，根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第一
给定磁链确定磁链调节量；判断单元的判断结果为定子频率不大于电机的基
频时，确定磁链调节量为0；
开关控制单元，用于判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基频时，
根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、所述第一给定磁链、所述
磁链调节量确定开关控制信号，所述开关控制信号用于控制逆变单元中开关
的开关状态；判断单元的判断结果为定子频率不大于电机的基频时，根据所
述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、所述第一给定磁链、所述磁链调
节量以及所述偏差值确定开关控制信号。
所述二次谐振处理单元包括：
第一处理子单元，用于判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基频
时，根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第一给
定磁链确定磁链调节量；
第二处理子单元，用于判断单元的判断结果为定子频率不大于电机的基
频时，确定磁链调节量为0。
所述第一处理子单元包括：
直流滤波模块，用于对直流电压信号进行一阶低通滤波，得到低通滤波
后的直流电压信号；
第一减法器的负输入端接收所述低通滤波后的直流电压信号，正输入端
接收直流电压信号，第一减法器用于将直流电压信号与低通滤波后的直流电
压信号相减，将相减得到的信号输出至第一除法器的第一输入端；
第一除法器的第二输入端接收低通滤波后的直流电压，除法器用于将所
述相减得到的信号与低通滤波后的直流电压信相除，将相除得到的信号输出
至二次滤波模块的输入端；
二次滤波模块，用于对所述相除得到的信号进行带通滤波，将得到的带
通滤波后的信号输出至角度补偿单元；
角度补偿模块，用于根据预设角度对所述带通滤波后的信号进行角度补
偿，得到角度补偿后的信号；
第二除法器的第一输入端接收定子频率与电机基频的乘积，第二输入端
接收(2πfe)2，第二除法器用于将(2πfe)2与定子频率与基频的乘积相除，得到比
例系数；
第一乘法器的第一输入端接收所述比例系数，第二输入端接收所述角度
补偿后的信号，第一乘法器用于将所述比例系数与角度补偿后的信号相乘，
得到相乘后的信号；
第二乘法器的第一输入端接收所述相乘后的信号，第二输入端接收第一
给定磁链，第二乘法器用于将所述相乘后的信号与第一给定磁链相乘，得到
磁链调节量。
电机模型计算单元包括：
电流坐标变换子单元，用于将逆变单元输出的交流电流从三相电流变换
为定子静止坐标系上的α轴电流和β轴电流；
电压模型子单元，用于根据所述直流电压信号和开关选择单元输出的反
馈控制信号生成定子静止坐标系上的α轴电压和β轴电压；
模型计算子单元，用于根据所述α轴电流、β轴电流、α轴电压、β轴电
压以及电机的转速计算得到转子磁链、实际转矩、以及定子静止坐标系上α轴
定子磁链和β轴定子磁链；
定子频率计算子单元，用于根据所述转子磁链以及电机的转速计算定子
频率；
定子磁链坐标变换子单元，用于将所述定子静止坐标系上α轴定子磁链和
β轴定子磁链变换为定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量；
偏差值计算子单元，用于将预设的电机输出的目标转矩与所述实际转矩
相减，得到目标转矩与实际转矩的偏差值；当判断单元的判断结果为定子频
率大于电机的基频时，将所述偏差值输出至磁链计算单元，当判断单元的判
断结果为定子频率不大于电机的基频时，将所述偏差值输出至开关控制单元。
偏差值计算子单元包括：
第二减法器的负输入端接收实际转矩，正输入端接收所述目标转矩，第
二减法器用于将所述目标转矩与实际转矩相减，得到所述目标转矩与实际转
矩的偏差值；
单刀双掷开关，动触点连接第二减法器的输出端，用于接收所述偏差值；
第一静触点连接磁链计算单元一输入端，第二静触点连接开关控制单元一输
入端；
控制模块，用于当判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基频时，
控制开关的动触点与第一静触点连接；当判断单元的判断结果为定子频率不
大于电机的基频时，控制开关的动触点与第二静触点连接。
开关控制单元包括：
加法器的第一输入端接收所述第一给定磁链，第二输入端接收所述磁链
调节量，加法器用于将所述第一给定磁链与磁链调节量相加，得到第二给定
磁链，将第二给定磁链输出至磁链自适应子单元的第一输入端；
磁链自适应子单元的第二输入端接收所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c
三相分量，磁链自适应子单元用于：根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相
分量与所述第二给定磁链确定磁链开关MQ位；
力矩两点式控制子单元，用于判断单元的判断结果为定子频率大于电机
的基频时，确定转矩开关TQ位为预设值；判断单元的判断结果为定子频率不
大于电机的基频时，根据所述偏差值进行两点式滞环比较，确定转矩开关TQ
位；
开关选择子单元，用于根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、
磁链开关MQ位、转矩开关TQ位，确定向逆变单元输出的开关控制信号。
磁链自适应子单元具体用于：根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分
量判断定子磁链所处扇区，选择相应扇区下对应的β坐标系下的a，b，c三相分
量，将选择的所述三相分量与所述第二给定磁链进行滞环比较，输出磁链开
关MQ位。
开关选择子单元具体用于：根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量
判断定子磁链所处扇区，根据磁链开关MQ位、转矩开关TQ位在定子磁链
所处扇区进行开关表查表，确定逆变单元中开关的下一个开关状态，根据确
定的开关状态确定向逆变单元输出的开关控制信号。
一种电机控制方法，包括：
根据反馈控制信号、输入逆变单元的直流电压信号、电机的转速、逆变
单元输出的交流电流计算电机的定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、定
子频率、以及目标转矩与实际转矩的偏差值；所述反馈控制信号Sabc为：电机
控制系统输出的开关控制信号S；
判断所述定子频率与电机基频的大小；
定子频率大于电机的基频时，根据定子频率以及所述偏差值确定第一给
定磁链；根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第
一给定磁链确定磁链调节量；根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分
量、所述第一给定磁链、所述磁链调节量确定开关控制信号，所示开关控制
信号用于控制逆变单元中开关的开关状态；
定子频率不大于电机的基频时，确定第一给定磁链为第一预设值；确定
磁链调节量为0；根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、所述第一
给定磁链、所述磁链调节量以及所述偏差值确定开关控制信号。
根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第一给
定磁链确定磁链调节量包括：
对直流电压信号进行一阶低通滤波，得到低通滤波后的直流电压信号；
将直流电压信号与低通滤波后的直流电压信号相减；
将所述相减得到的信号与低通滤波后的直流电压信相除；
对所述相除得到的信号进行带通滤波；
根据预设角度对所述带通滤波后的信号进行角度补偿，得到角度补偿后
的信号；
将(2πfe)2与定子频率与基频的乘积相除，得到比例系数；
将所述比例系数与角度补偿后的信号相乘，得到相乘后的信号；
将所述相乘后的信号与第一给定磁链相乘，得到磁链调节量。
根据输入逆变单元的直流电压信号、开关选择单元输出的开关控制信号、
电机的转速、逆变单元输出的交流电流计算电机的定子磁链在β坐标系下的
a，b，c三相分量、定子频率、以及目标转矩与实际转矩的偏差值包括：
将逆变单元输出的交流电流从三相电流变换为定子静止坐标系上的α轴
电流和β轴电流；
根据所述直流电压信号和反馈控制信号生成定子静止坐标系上的α轴电
压和β轴电压；
根据所述α轴电流、β轴电流、α轴电压、β轴电压以及电机的转速计算
得到转子磁链、实际转矩、以及定子静止坐标系上α轴定子磁链和β轴定子磁
链；
根据所述转子磁链以及电机的转速计算定子频率；
将所述定子静止坐标系上α轴定子磁链和β轴定子磁链变换为定子磁链
在β坐标系下的a，b，c三相分量；
将预设的电机输出的目标转矩与所述实际转矩相减，得到目标转矩与实
际转矩的偏差值。
根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、所述第一给定磁链、
所述磁链调节量确定开关控制信号包括：
将所述第一给定磁链与磁链调节量相加，得到第二给定磁链；
根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量与所述第二给定磁链确定磁
链开关MQ位；
确定转矩开关TQ位为预设值；
根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、磁链开关MQ位、转
矩开关TQ位，确定开关控制信号。
根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、所述第一给定磁链、
所述磁链调节量以及所述偏差值确定开关控制信号包括：
将所述第一给定磁链与磁链调节量相加，得到第二给定磁链；
根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量与所述第二给定磁链确定磁
链开关MQ位；
根据所述偏差值ΔT进行两点式滞环比较，确定转矩开关TQ位；
根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量、磁链开关MQ位、转
矩开关TQ位，确定开关控制信号。
对于上述技术方案的技术效果分析如下：
二次谐振处理单元在判断单元的判断结果为定子频率大于电机的基频
时，根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第一给
定磁链确定磁链调节量；在判断单元的判断结果为定子频率不大于电机的基
频时，确定磁链调节量为0；从而在定子频率大于电机的基频时，通过磁链调
节量对磁链计算单元确定的第一给定磁链进行修正，得到第二给定磁链，开
关控制单元通过第二给定磁链确定开关控制信号，从而实现了对二次谐振分
量的弱磁修正，直接控制力矩脉动，抑制电机上产生的拍频现象；而且，相
对于现有技术中的电机控制方法，无需使用LC元件，因此不存在现有技术中
使用LC元件导致的体积大、质量重、发热量大、成本高且参数不好配比等问
题。
附图说明
图1为本申请电机控制系统及方法的应用环境示意图；
图2为本申请电机控制系统实施例一结构示意图；
图3为本申请电机控制系统中电机模型计算单元的实现结构示意图；
图4为本申请电机模型计算单元中偏差值计算子单元实现结构示意图；
图5为本申请二次谐振处理单元中第一处理子单元实现结构示意图；
图6为本申请电机控制系统中开关控制单元实现结构示意图；
图6a为本申请电机控制系统实施例二结构示意图
图7为本申请电机控制方法流程示意图；
图8为本申请电机控制方法中步骤701的实现方法示意图；
图9为本申请电机控制方法中磁链调节量确定方法示意图；
图10为本申请电机控制方法步骤703的开关控制信号确定方法示意图；
图11为本申请电机控制方法步骤704的开关控制信号确定方法示意图；
图12为电压空间矢量与磁链关系图；
图13为磁链滞环开关关系图；
图14为转矩滞环开关关系图；
图15为交-直-交牵引变流器结构图。
具体实施方式
为了更好的说明本申请实施例电机控制系统及方法，首先介绍该系统及
方法的使用环境，如图1所示，包括：
电机控制系统110、整流单元120、逆变单元130以及电机140；其中，
整流单元120、逆变单元130都属于交流传动系统中主回路的一部分；整流单
元120输出整流后的直流电压信号ud至逆变单元130的输入端，逆变单元130
在电机控制系统110输出的开关控制信号对开关器件的控制下，对所述直流
电压信号进行逆变处理，输出交流电流Iab至电机140的输入端。
电机140则属于交流传动系统中的控制对象。
电机控制系统110即本申请中的电机控制系统，通过输出开关控制信号
控制逆变单元130中的开关器件，进而通过逆变单元输出的信号控制电机140。
以下，结合附图详细说明本申请实施例电机控制系统及方法的实现。
图2是本申请电机控制系统第一实施例的结构示意图，如图2所示，该
系统包括：
电机模型计算单元210，用于根据反馈控制信号Sabc、输入逆变单元的直
流电压信号ud、电机的转速ωn、逆变单元输出的交流电流Iab计算电机的定子
磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc、定子频率ωs、以及目标转矩T*与实
际转矩T的偏差值ΔT；所述反馈控制信号Sabc为：电机控制系统输出的开关
控制信号S；
判断单元220，用于判断所述定子频率ωs与电机基频ω0的大小，得到判断
结果；
磁链计算单元230，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs大于电机
的基频ω0时，根据定子频率ωs以及所述偏差值ΔT确定第一给定磁链判
断单元220的判断结果为定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，确定第一给定
磁链为第一预设值；磁链计算单元230将所述第一给定磁链输出至开关
控制单元；
二次谐振处理单元240，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs大于
电机的基频ω0时，根据定子频率ωs、电机的基频ω0、输入逆变单元的直流电
压信号ud以及第一给定磁链确定磁链调节量Δψ；判断单元220的判断结
果为定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，确定磁链调节量Δψ为0；二次谐振
处理单元240将所述磁链调节量Δψ输出至开关控制单元250；
开关控制单元250，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs大于电机
的基频ω0时，根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc、所述第
一给定磁链所述磁链调节量Δψ确定开关控制信号S，所述开关控制信号
S用于控制逆变单元中开关的开关状态；判断单元220的判断结果为定子频率
ωs不大于电机的基频ω0时，根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量
ψβabc、所述第一给定磁链所述磁链调节量Δψ以及所述偏差值ΔT确定开
关控制信号。
图2所示的电机控制系统中，二次谐振处理单元在判断单元的判断结果
为定子频率大于电机的基频时，根据定子频率、电机的基频、输入逆变单元
的直流电压信号以及第一给定磁链确定磁链调节量；在判断单元的判断结果
为定子频率不大于电机的基频时，确定磁链调节量为0；从而在定子频率大于
电机的基频时，通过磁链调节量对磁链计算单元确定的第一给定磁链进行修
正，得到第二给定磁链，开关控制单元通过第二给定磁链确定开关控制信号，
从而实现了对二次谐振分量的弱磁修正，直接控制力矩脉动，抑制电机上产
生的拍频现象；而且，相对于现有技术中的电机控制方法，交流传动系统中
无需使用LC元件，因此不存在现有技术中使用LC元件导致的体积大、质量
重、发热量大、成本高且参数不好配比等问题，提高系统集成度和可靠性的
同时，仍保证了牵引电机调速各方面的性能。
优选地，如图3所示，电机模型计算单元210可以通过以下结构实现：
电流坐标变换子单元310，用于将逆变单元输出的交流电流Iabc从三相电
流变换为定子静止坐标系上的α轴电流Isα和β轴电流Isβ；
其中，可以使用以下公式1来生成α轴电流Isα和β轴电流Isβ：
i sα i sβ 0 = 2 3 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 1 2 1 2 1 2 i a i b i c - - - ( 1 ) ]]>
其中，ia、ib、ic为交流电流Iab的三相电流。
电压模型子单元320，用于根据所述直流电压信号ud和开关选择单元输出
的反馈控制信号Sabc生成定子静止坐标系上的α轴电压usα和β轴电压usβ；
模型计算子单元330，用于根据所述α轴电流、β轴电流、α轴电压、β轴
电压以及电机的转速ωn计算得到转子磁链ψr、实际转矩T、以及定子静止坐
标系上α轴定子磁链ψμα和β轴定子磁链ψμβ；
其中，可以使用以下的公式2来进行转子磁链、实际力矩以及定子磁链
的计算。
ψ μα = ∫ ( u sα - i sα R S ) dt ψ μβ = ∫ ( u sβ - i sβ R S ) dt ψ rα = ∫ [ ( Ψ μα - Ψ rα ) τ σ - ω n ψ rβ ] dt ψ rβ = ∫ [ ( ψ μβ - ψ rβ ) τ σ + ω n ψ rα ] dt T = 3 2 P n ( ψ μα i sβ - ψ μβ i sα ) ψ r = ψ rα 2 + ψ rβ 2 - - - ( 2 ) ]]>
其中，ψrα表示α轴转子磁链；ψrβ表示β轴转子磁链；RS表示定子电阻；
Pn表示：电机极对数；τσ为转子漏磁时间常数；ψμα为α轴定子磁链；ψμβ为β
轴定子磁链。
定子频率计算子单元340，用于根据所述转子磁链ψr以及电机的转速ωn
计算定子频率ωs；
其中，可以使用下述的公式3来进行定子频率的计算：
ω s = ω r + P n × ω n = 2 R r T * 3 P n | ψ r | 2 + P n × ω n - - - ( 3 ) ]]>
其中，ωr为转差频率；Pn表示：电机极对数；Rr表示：转子电阻；T*表
示目标转矩。
定子磁链坐标变换子单元350，用于将所述定子静止坐标系上α轴定子磁
链ψμα和β轴定子磁链ψμβ变换为定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量
ψβabc；
其中，可以使用公式4来进行定子磁链的坐标变换：
ψ β ψ βb ψ βc = 0 1 0 - 3 2 - 1 2 0 3 2 - 1 2 0 ψ μα ψ μβ 0 - - - ( 4 ) ]]>
其中，ψβa、ψβb、ψβc分别为定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量。
偏差值计算子单元360，用于将预设的电机输出的目标转矩T*与所述实
际转矩T相减，得到目标转矩与实际转矩的偏差值ΔT；当判断单元220的判
断结果为定子频率ωs大于电机的基频ω0时，将所述偏差值ΔT输出至磁链计算
单元，当判断单元的判断结果为定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，将所述
偏差值ΔT输出至开关控制单元。
如图4所示，偏差值计算子单元360可以通过第二减法器410、单刀双掷
开关K以及控制模块420实现，其中，
第二减法器410的负输入端接收实际转矩T，正输入端接收所述目标转矩
T*，第二减法器410用于将目标转矩T*与所述实际转矩T相减，得到目标
转矩与实际转矩的偏差值ΔT；所述第二减法器410的输出端与单刀双掷开关
K的动触点连接。
单刀双掷开关K，动触点连接第二减法器的输出端，用于接收所述偏差
值ΔT；第一静触点连接磁链计算单元230的一个输入端，第二静触点连接开
关控制单元250的一个输入端；
控制模块420用于：当判断单元220的判断结果为定子频率ωs大于电机
的基频ω0时，控制单刀双掷开关K的动触点与第一静触点连接，判断单元220
的判断结果为定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，控制单刀双掷开关K的动
触点与第二静触点连接。
优选地，二次谐振处理单元240可以包括：
第一处理子单元，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs大于电机
的基频ω0时，根据定子频率ωs、电机的基频ω0、输入逆变单元的直流电压信
号ud以及第一给定磁链确定磁链调节量Δψ；将所述磁链调节量Δψ输出至
开关控制单元250；
第二处理子单元，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs不大于电
机的基频ω0时，确定磁链调节量Δψ为0；将所述磁链调节量Δψ输出至开关
控制单元250；
如图5所示，第一处理子单元可以通过以下结构实现：
直流滤波模块510，用于对直流电压信号ud进行一阶低通滤波，得到低通
滤波后的直流电压信号Ud；
第一减法器520的负输入端接收所述低通滤波后的直流电压信号Ud，正
输入端接收直流电压信号ud，第一减法器520用于将直流电压信号ud与低通
滤波后的直流电压信号Ud相减，将相减得到的信号Δud输出至第一除法器530
的第一输入端；
第一除法器530的第二输入端接收低通滤波后的直流电压Ud，第一除法
器530用于将所述相减得到的信号Δud与低通滤波后的直流电压信号Ud相
除，将相除得到的信号U1输出至二次滤波模块220的输入端；
二次滤波模块540，用于对所述相除得到的信号U1进行带通滤波，将得
到的带通滤波后的信号U2输出至角度补偿模块550；
角度补偿模块550，用于根据预设角度对所述带通滤波后的信号U2进行
角度补偿，得到角度补偿后的信号U3；
第二除法器560的第一输入端接收定子频率与电机基频的乘积ωs.ω0，第
二输入端接收(2πfe)2，第二除法器用于将(2πfe)2与定子频率与基频的乘积
ωs.ω0相除，得到比例系数
第一乘法器570的第一输入端接收所述比例系数第二输入端接收所
述角度补偿后的信号U3，第一乘法器570用于将所述比例系数与角度补偿
后的信号U3相乘，得到相乘后的信号U4；
第二乘法器580的第一输入端接收所述相乘后的信号U4，第二输入端接
收第一给定磁链第二乘法器580用于将所述相乘后的信号U4与第一给
定磁链相乘，得到磁链调节量Δψ。
在第一处理子单元中，直流滤波模块将直流电压进行一阶低通滤波，滤
除叠加在直流电压上的二次谐振交流分量；第一减法器将直流电压与直流滤
波后的电压值做差，得到差值的主要部分为二次谐振交流分量，通过二次滤
波模块的带通滤波，可滤除二次谐振分量之外高频分量；角度补偿模块根据
滤波后得到的二次谐振分量，进行角度补偿，一方面根据二次滤波参数恢复
二次分量原有角度，另一方面根据后续的公式(17)补偿角度β。第二除法器计
算比例系数kφ，乘以角度补偿之后的二次谐振分量，输出磁链调节量Δψ以修
正第一给定磁链得到第二给定磁链ψ*，该第二给定磁链即为修正后的定
子磁链。
如图6所示，开关控制单元250可以通过以下结构实现：
加法器610的第一输入端接收所述第一给定磁链第二输入端接收所
述磁链调节量Δψ，加法器610用于将所述第一给定磁链与磁链调节量Δψ
相加，得到第二给定磁链ψ*，将第二给定磁链ψ*输出至磁链自适应子单元620
的第一输入端；
磁链自适应子单元620的第二输入端接收所述定子磁链在β坐标系下的
a，b，c三相分量ψβabc，磁链自适应子单元620用于：根据定子磁链在β坐标系下
的a，b，c三相分量ψβabc与所述第二给定磁链ψ*确定磁链开关MQ位；
力矩两点式控制子单元630，用于判断单元220的判断结果为定子频率ωs
大于电机的基频ω0时，确定转矩开关TQ位为预设值；判断单元220的判断结
果为定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，根据所述偏差值ΔT进行两点式滞环
比较，确定转矩开关TQ位；
开关选择子单元640，用于根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分
量ψβabc、磁链开关MQ位、转矩开关TQ位，确定开关控制信号S。
优选地，磁链自适应子单元620具体可以用于：根据定子磁链在β坐标系
下的a，b，c三相分量ψβabc判断定子磁链所处扇区，选择相应扇区下对应的β坐标
系下的a，b，c三相分量，将选择的所述三相分量与所述第二给定磁链ψ*进行滞
环比较，输出磁链开关MQ位。
优选地，开关选择子单元640具体可以用于：根据定子磁链在β坐标系下
的a，b，c三相分量ψβabc判断定子磁链所处扇区，根据磁链开关MQ位、转矩开
关TQ位在定子磁链所处扇区进行开关表查表，确定逆变单元中开关的下一个
开关状态，根据确定的开关状态确定开关控制信号。
图2～图6所示的电机控制系统，定标定子坐标，无需复杂坐标变换和解
耦过程，直接控制定子磁链和输出转矩，在保证电机调速性能的同时，抑制
了直流回路二次谐振电压脉动对电机侧的拍频影响，保证了系统的可用性、
稳定性和可靠性。而且，上述控制系统可以通过软件方法实现，解决了现有
技术中需要硬件来解决的问题，起到提高系统集成度，降低成本，节省空间
的效果，更有利于优化产品的设计开发和工作电磁环境，将使工程化的产品
更具市场竞争力。
另外，该系统以DSC为基础，控制方式简单，无复杂运算，响应速度快，
且DSC的恒磁通控制阶段本身及可以自动抑制二次谐振的影响；
对于大功率交流机车，接近输出频率时电机都将接近恒电压或已经进
入恒电压控制阶段，本控制系统将以控制定子磁链、输出转矩为目的进行二
次谐振拍频抑制，保证了电机调速中的关键性能；
采用无二次谐振回路控制系统，对牵引变流器而言，可以取消二次LC回
路，将更有利于变流器的空间结构设计和热设计；同时对于变流器的内部工
作电磁环境有着很大的改善。
采用无二次谐振回路的控制系统，对系统而言，节省了空间，降低了成
本，提高输出功率有效利用率，提高了系统集成度和稳定性，将带来更多的
经济效应和社会效应。
将图2～图6组合起来，可以形成本申请电机控制系统的一种优选实施例，
如图6a所示，为了使得该系统结构更为清楚，其中省略了判断单元，判断单
元与其他单元之间的连接关系可参见图2～图6，这里不赘述。
与所述电机控制系统相对应的，本申请实施例还提供一种电机控制方法，
如图7所示，该方法包括：
步骤701：根据反馈控制信号Sabc、输入逆变单元的直流电压信号ud、电
机的转速ωn、逆变单元输出的交流电流Iab计算电机的定子磁链在β坐标系下
的a，b，c三相分量ψβabc、定子频率ωs、以及目标转矩T*与实际转矩T的偏差值
ΔT；所述反馈控制信号Sabc为：电机控制系统输出的开关控制信号S；
步骤702：判断所述定子频率ωs与电机基频ω0的大小；
步骤703：定子频率ωs大于电机的基频ω0时，根据定子频率ωs以及所述
偏差值ΔT确定第一给定磁链根据定子频率ωs、电机的基频ω0、输入逆
变单元的直流电压信号ud以及第一给定磁链确定磁链调节量Δψ；根据所
述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc、所述第一给定磁链所述
磁链调节量Δψ确定开关控制信号S，所述开关控制信号S用于控制逆变单元
中开关的开关状态；
步骤704：定子频率ωs不大于电机的基频ω0时，确定第一给定磁链为
第一预设值；确定磁链调节量Δψ为0；根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c
三相分量ψβabc、所述第一给定磁链所述磁链调节量Δψ以及所述偏差值
ΔT确定开关控制信号。
如图8所示，步骤701可以通过以下方法实现：
步骤801：将逆变单元输出的交流电流Iab从三相电流变换为定子静止坐
标系上的α轴电流Isα和β轴电流Isβ；
步骤802：根据所述直流电压信号ud和反馈控制信号Sabc生成定子静止坐
标系上的α轴电压usα和β轴电压usβ；
步骤801和步骤802之间的执行顺序不限制。
步骤803：根据所述α轴电流、β轴电流、α轴电压、β轴电压以及电机
的转速ωn计算得到转子磁链ψr、实际转矩T、以及定子静止坐标系上α轴定
子磁链ψμα和β轴定子磁链ψμβ；
步骤804：根据所述转子磁链ψr以及电机的转速ωn计算定子频率ωs；
步骤805：将所述定子静止坐标系上α轴定子磁链ψμα和β轴定子磁链ψμβ
变换为定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc；
步骤806：将预设的电机输出的目标转矩T*与所述实际转矩T相减，得
到目标转矩与实际转矩的偏差值ΔT。
步骤804、步骤805、步骤806之间的执行顺序不限制。
如图9所示，步骤703中所述根据定子频率ωs、电机的基频ω0、输入逆
变单元的直流电压信号ud以及第一给定磁链确定磁链调节量Δψ的实现可
以包括：
步骤901：对直流电压信号ud进行一阶低通滤波，得到低通滤波后的直流
电压信号Ud；
步骤902：将直流电压信号ud与低通滤波后的直流电压信号Ud相减；
步骤903：将所述相减得到的信号Δud与低通滤波后的直流电压信号Ud
相除；
步骤904：对所述相除得到的信号U1进行带通滤波，将得到的带通滤波
后的信号U2；
步骤905：根据预设角度对所述带通滤波后的信号U2进行角度补偿，得
到角度补偿后的信号U3；
步骤906：将(2πfe)2与定子频率与基频的乘积ωs.ω0相除，得到比例系数
步骤906与步骤901～步骤905之间的执行顺序不限制。
步骤907：将所述比例系数与角度补偿后的信号U3相乘，得到相乘后
的信号U4；
步骤908：将所述相乘后的信号U4与第一给定磁链相乘，得到磁链调
节量Δψ。
如图10所示，步骤703中所述根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三
相分量ψβabc、所述第一给定磁链所述磁链调节量Δψ确定开关控制信号S
包括：
步骤1001：将所述第一给定磁链与磁链调节量Δψ相加，得到第二给
定磁链ψ*；
步骤1002：根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc与所述第二
给定磁链ψ*确定磁链开关MQ位；
步骤1003：确定转矩开关TQ位为预设值；
步骤1003与步骤1001～步骤1002之间的执行顺序不限制。
步骤1004：根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc、磁链
开关MQ位、转矩开关TQ位，确定开关控制信号S。
如图11所示，步骤704中所述根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三
相分量ψβabc、所述第一给定磁链所述磁链调节量Δψ以及所述偏差值ΔT
确定开关控制信号可以包括：
步骤1101：将所述第一给定磁链与磁链调节量Δψ相加，得到第二给
定磁链ψ*；
步骤1102：根据定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc与所述第二
给定磁链ψ*确定磁链开关MQ位；
步骤1103：根据所述偏差值ΔT进行两点式滞环比较，确定转矩开关TQ
位；
步骤1103与步骤1101～步骤1102之间的执行顺序不限制。
步骤1104：根据所述定子磁链在β坐标系下的a，b，c三相分量ψβabc、磁链
开关MQ位、转矩开关TQ位，确定开关控制信号S。
图7～11所示的电机控制方法汇总，定子频率大于电机的基频时，根据定
子频率、电机的基频、输入逆变单元的直流电压信号以及第一给定磁链确定
磁链调节量；定子频率不大于电机的基频时，确定磁链调节量为0；从而在定
子频率大于电机的基频时，通过磁链调节量对第一给定磁链进行修正，得到
第二给定磁链，根据第二给定磁链确定开关控制信号，从而实现了对二次谐
振分量的弱磁修正，直接控制力矩脉动，抑制电机上产生的拍频现象；而且，
相对于现有技术中的电机控制方法，无需使用LC元件，因此不存在现有技术
中使用LC元件导致的体积大、质量重、发热量大、成本高且参数不好配比等
问题。
最后，论证本申请电机控制系统及方法可以实现上述发明目的的原理：
在现有的DSC直接自适应控制中：
变流器输出电压直接施加在电动机的定子上，定子磁链ψμ与定子电压Vs
的关系如公式5所示：
ψ → μ = L μ · i → μ = ∫ ( V → s - R s · i → s ) dt - - - ( 5 ) ]]>
其中，Rs表示定子电阻，is表示定子电流。
若忽略定子电阻压降的影响，定子磁链空间矢量与定子电压空间矢量之
间为积分关系。定子磁链的运动方向和轨迹将对应于电压空间矢量的作用方
向，如图12所示，在适当的时刻依次给出定子电压空间矢量
定子磁链运动轨迹将呈现正六边形。直接利用逆变器
的六种有效开关状态，简单的得到六边形的磁链轨迹以控制电机，这就是DSC
控制的基本思想。
图12中为设置六边形磁链滞环门槛，定子磁链变换在β坐标中的a、
b、c分量，通过磁链滞环比较，生成相应开关状态变化信号。如图13所示，
为磁链滞环开关关系图。
在额定速度及其以下的运行范围内，定子磁链是恒定的，在恒定磁链下
调节转矩，则必须减少定子磁链平均速度，那么在适当的时刻插入空间零矢
量控制定子磁场的走停，即可起到调节转矩的作用，这里引入了转矩滞环
(band-band)调节器，这个调节器将转矩保持在设定宽度为2εm的带限内，当
实际转矩与给定转矩之差超过调节器带限时，将改变开关指令，调节器带宽
受逆变器开关频率影响。如图14所示，为转矩滞环开关关系图。
交-直-交牵引变流器电路基本结构如图15所示。牵引变压器二次侧电压、
电流关系公式如式6所示：
u n ( t ) = U cos ( 2 π f e t ) i n ( t ) = I cos ( 2 π f e t -θ ) - - - ( 6 ) ]]>
其中，U为变压器二次侧电压幅值，I为变压器二次侧电流幅值，θ为
二次侧电压电流相位角，fe为电网频率，在中国，电网频率为50Hz；
在忽略脉冲整流器的损耗的情况下，瞬时输入输出功率平衡，所以有公
式7：
u n ( t ) · i n ( t ) = 1 2 UI [ cos ( 4 π f e t - θ ) + cos θ ] = ud · id - - - ( 7 ) ]]>
四象限的目标在于控制θ接近0，即功率因数接近1，且直流电压ud恒定，
于是有直流电压id的计算公式8：
id = 1 2 UI [ cos ( 4 π f e t - θ ) + cos θ ] / ud - - - ( 8 ) ]]>
直流电流id表现为直流量和频率的交流分量之和，那么交流分量流
经直流回路的支撑电容，将产生频率为的电压交流分量，即为直流侧二次
电压脉动分量。脉动幅度有如下关系式。可见直流二次电压脉冲幅度与功率
成正比，与支撑电容值C和选取的直流电压ud的平方成反比关系。那么直流
电压可以由公式9表示：
k 2 = Δud ud = id 2 π · 2 f e · C · 1 ud = P 4 π f e · C · u d 2 ]]>
Ud＝ud·[1+k2cos(4πfet-θ)] (9)
其中，Ud表示实际的直流电压；P表示直流回路的功率；C表示直流回
路的电容值。
逆变器输出电压的傅里叶级数表示形式如公式10所示：
f ( 2 π f s t ) = a 0 + Σ n = 1 ∞ [ a n sin ( n 2 π f s t ) + b n cos ( n 2 π f s t ) ] - - - ( 10 ) ]]>
fs表示逆变器输出频率。
因为在实际工程化应用中，输出电压波形保持半波对称和1/4波对称，所
以傅里叶级数中的直流分量，余弦分量和偶次正弦分量为零；且在逆变三相
输出的场合，三相间相差120°，所以三倍次正弦分量也为零，于是得到公式
11：
a n = 2 ud ( t ) nπ ∫ 0 π / 2 sin ( n 2 π f s ) td ( n 2 π f s ) t , n = 1,5,7,11 . . . ( 11 ) ]]>
将式(9)(11)带入式(10)，可得输出电压公式(12)，其中出现了频率为
和的交流分量。
u agc ( t ) ≈ 2 π · a 1 · sin ( 2 π f s t ) · ud ( t ) = 2 π · a 1 · sin ( 2 π f s t ) · ud · ( 1 + k 2 cos 4 π f e t ) ]]>
= 2 π · a 1 · sin ( 2 π f s t ) · ud + 1 π · a 1 · k 2 · ud [ sin ( 2 π ( f s + 2 f e ) t ) + sin ( 2 π ( f s - 2 f e ) t ) ] - - - ( 12 ) ]]>
那么输出电压的半波伏秒积分可以如式(13)所示，当输出方波时，正负半
波将出现伏秒积分的偏差，也将导致电流出现正负半波的偏差，多脉冲情况
下仍可以同理推知。
UT ( t ) = ∫ tb ta ud + k 2 · ud cos ( 4 π f e t ) dt = ud 2 f s + ( - 1 ) N k 2 · ud 2 π f e sin ( π f e f s ) cos ( Nπ ( f s - 2 f e ) f s - π f e f s - 2 f e δ f s ) ta = N 2 f s + 1 2 f s + δ 2 π f s , N = 0,1,2 . . . tb = N 2 f s + δ 2 π f s , N = 0,1,2 . . . ΔUT = UT ( N + 1 ) - UT ( N ) - - - ( 13 ) ]]>
其中，δ表示半波起点时刻与直流二次谐振分量过零点时刻的角度差；ta
表示半波积分的终点时刻；tb表示半波积分的起点时刻；UT(t)表示逆变器
输出电压半波伏秒积分；ΔUT表示相邻正负半波间的伏秒积分差值。
如果控制策略以伏秒积分作为控制量，控制其恒定不变时，那么将自动
消除正负半波电流的不平衡，即消除了输出电流上的拍频现象。
伏秒积分在忽略定子电阻压降的条件下近似为定子磁链，而且根据式(9)
可知，输出频率越高直流二次谐振越明显，而式(14)的近似也越接近。因此当
控制定子磁链恒定的条件下，进行力矩调节，控制电机调速，将能有效的抑
制拍频。
ψ → μ = L μ · i → μ = ∫ ( V → s - R s · i → s ) dt ≈ ∫ V → s dt - - - ( 14 ) ]]>
定子磁链在进行动态调节阶段，如恒电压弱磁阶段，或者是接近输出恒
电压时的优化同步调节阶段，定子磁链将以转矩为目的，根据转矩的变化而
调节。这些情况下定子磁链不再恒定，那么在不处理的情况下，电机侧仍会
受二次谐振电压的影响。
T d = 3 2 · P n L σ · | ψ → μ | · | ψ → r | · sin θ ]]>
T d = P / ω S ∝ | u s | 2 / z ′ ∝ [ 1 + k 2 cos ( 4 π f e t - θ ) ] 2 / z ′ ]]>
⇒ T d = T [ 1 + k T cos ( 4 π f e t - θ - α ) ] ]]>
⇒ | ψ → μ | = ψ * [ 1 + k ψ cos ( 4 π f e t - θ - α ) ] - - - ( 15 ) ]]>
其中，Td表示实际输出转矩；Lσ表示电机漏电感；Pn表示电机极对数；kT
表示实际输出转矩中拍频含量；z’为输出电流含频点fs、和条件
下的等效阻抗；
可见根据转矩变化而动态调节的磁链中也含有的脉动分量，与输出频
率无关，z’为输出电流含频点fs、和条件下的等效阻抗，α为等
效阻抗对应角度。为消除转矩中的脉动，在定子磁链动态调节阶段，增加控
制项进行二次谐振抑制。
| ψ → μ | + Δ | ψ → μ | ≈ ψ * [ 1 + k ψ cos ( 4 π f e t - θ - α ) ] + ψ * · k ψ cos ( 4 π f e t - θ + β ) ]]>
= ψ * [ 1 + 2 k ψ cos ( 4 π f e t - θ - α / 2 + β / 2 ) cos ( β / 2 + α / 2 ) ] - - - ( 16 ) ]]>
当α+β＝180°时力矩脉动量消失，相应拍频也消失。该调整量作用于磁
链给定，如式(17)表示，与式(9)相比，即相当于在直流电压二次脉动分量的基
础上增加比例kφ，并补偿角度β。
Δ | ψ → μ | | ψ → μ | = k φ k 2 cos ( 4 π f e t - θ + β ) - - - ( 17 ) ]]>
定子磁链在补偿不同角度β时，等效阻抗z’及其对应角度α也会随之相
应变化，当取到适当β值时，可抵消二次谐振对转矩的影响。对于比例系数k
φ，恒电压阶段根据恒功率进行弱磁调节，根据弱磁曲线，有如下表示，f0为
电机基频。
k φ = ( 2 f e ) 2 f 0 · f s - - - ( 18 ) ]]>
这里的即为二次谐振处理单元中第二触发器计算得到的比例系数
以上所述仅是本申请的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普
通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润
饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。