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1、(10)申请公布号 CN 102882210 A (43)申请公布日 2013.01.16 C N 1 0 2 8 8 2 2 1 0 A *CN102882210A* (21)申请号 201210378490.X (22)申请日 2012.10.08 H02J 3/01(2006.01) H02J 3/38(2006.01) (71)申请人东南大学 地址 210096 江苏省南京市四牌楼2号 (72)发明人曹武 赵剑锋 刘康礼 江楠 (74)专利代理机构南京苏高专利商标事务所 (普通合伙) 32204 代理人夏雪 (54) 发明名称 基于双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的 APF装置 (5。
2、7) 摘要 本发明公开了一种基于双VSC交互并联谐波 补偿开闭环结合的APF装置，包括主控制器和多 个并联的双VSC交互并联功率单元，双VSC交互并 联功率单元采用双VSC交互并联结构，包括前向 部分(开环补偿)、共直流部分和后向部分(闭环 补偿)，共直流部分共用电容，前向部分和后向部 分分别依次串联并网电感和共模电感，分别经前 向组母线和后向组母线汇流，分别通过网侧补偿 点和负载侧补偿点并至电网，网侧补偿点和负载 侧补偿点之间的负载电流信号送入各双VSC交互 并联功率单元。本发明使整机有效输出最大化的 同时总输出纹波最小化，有效抑制了双VSC间的 零序环流，整机兼具开环补偿的动态快速响应特 。
3、性和闭环补偿的稳态高精度特性。 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书6页 附图8页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 6 页 附图 8 页 1/1页 2 1.一种基于双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，包括主控制器和多个并 联的双VSC交互并联功率单元，所述多个并联的双VSC交互并联功率单元采用双VSC交互 并联结构，所述双VSC交互并联功率单元包括前向部分、共直流部分和后向部分，所述共直 流部分共用电容，前向部分和后向部分分别依次串联并网电感和共模电感，分别经前向组 母线和后向组母线汇流，分别通过网侧补偿点和负载侧补。
4、偿点并至电网，网侧补偿点和负 载侧补偿点之间的负载电流信号送入各双VSC交互并联功率单元。 2.根据权利要求1所述基于双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，其特征 在于：所述前向部分和后向部分均采用谐波电流分次补偿，按所补偿电流的频段分为前向 或后向的各指定频段次谐波补偿组，将指定低频段次谐波补偿组低开关频率、大电流输出， 将指定高频段次谐波补偿组高开关频率、小电流输出，同时相同指定频段次谐波补偿组内， 采用移相PWM抵消开关次谐波。 3.根据权利要求1所述基于双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，其特征 在于：还包括主控制器，所述双VSC交互并联功率单元还包括单元控制器，。
5、所述主控制器向 各单元控制器发送同步信号，所述单元控制器输入负载电流信号、双VSC输出电流信号、网 侧线电压信号和所述电容两端的直流电压信号，输出控制双VSC的PWM信号。 4.根据权利要求3所述基于双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，其特征 在于：所述单元控制器包括直流电压控制外环、前向谐波电流分次控制内环、后向谐波电流 分次控制内环、电网电压PLL模块、PWM载波移相同步模块、第一PWM模块和第二PWM模块， 所述直流电压控制外环输入直流电压给定值和所述电容两端的直流电压信号的偏差信号、 网侧电压PLL模块输出，输出基波正序有功指令电流，分别至前向谐波电流分次控制内环 和后向谐。
6、波电流分次控制内环；电网电压PLL模块输入电网电压，输出电网电压基波正序 实时相位；前向谐波电流分次控制内环输入负载电流信号和前向部分输出电流的偏差、直 流电压控制外环输出的基波正序有功指令电流和前向部分输出电流的偏差，输出前向部分 指令电压，再至第一PWM模块输出前向部分PWM驱动信号；后向谐波电流分次控制内环输入 负载电流信号、直流电压控制外环输出的基波正序有功指令电流和后向部分输出电流的偏 差，输出后向部分指令电压，再至第二PWM模块输出主电路后向部分PWM驱动信号；PWM载 波移相同步模块接收主控制器发出的同步信号，分别向所述第一PWM模块和第二PWM模块 发送载波移相同步信号。 权 。
7、利 要 求 书CN 102882210 A 1/6页 3 基于双 VSC 交互并联谐波补偿开闭环结合的 APF 装置 技术领域 0001 本发明涉及一种多机分次式APF(Active PowerFilter，有源电力滤波器)装置， 具体涉及一种基于双VSC(Voltage Source Converter，电压源型变流器)交互并联谐波 补偿开闭环结合的多机分次式APF装置，用于低压电网大容量高性能完全有源型谐波的治 理。 背景技术 0002 随着低压电网中电力电子装置等非线性负载的广泛使用，低压电网谐波含量日益 增加，严重影响电网电能质量。采用APF装置完全有源型谐波治理是当前公认的最好的谐 。
8、波治理方法，但当前大容量且高性能的谐波治理需求使得APF出现技术难点。如果单机APF 要实现大容量且高性能谐波补偿输出，需要并网电感高感量和直流侧高电压、开关器件大 电流且高开关频率，这些需要当前电力电子开关器件(IGBT等)很难同时满足，因此APF多 机并联成为当前实现大容量且高性能谐波治理的主流方向。 0003 目前APF多机并联实现低压大电流谐波补偿有以下三种方法： 0004 (1)APF多机并联+无源滤波组的混合型谐波治理，其中APF补偿高频段次小电流 谐波，无源滤波组补偿低频段次大电流谐波，这种方法的缺点是：低压大电流谐波补偿主要 是无源滤波出力，不完全具有有源型谐波治理的优点，虽然。
9、实现了谐波治理的大容量但未 实现谐波治理的高性能要求。 0005 (2)APF多机全补偿的完全有源型谐波治理，其中并机单元模块相同，所有并机单 元全补偿且相同出力，运行模式相同(开环或者闭环)，这种方法的缺点是：单机全补偿需 要较高开关频率，限制了单机输出容量，从而大容量输出需要过多并机单元，成本大大提 高；各并机单元都运行于开环或闭环补偿模式，整机不能兼具开环补偿的动态快速响应特 性和闭环补偿的稳态高精度特性；当补偿电流较小时，多机单元需要主控制器参与控制才 能实现冗余模式运行，不能自动冗余运行。 0006 (3)APF多机交互并联的完全有源型谐波治理，其中所有并机单元共用直流侧电 容，各交。
10、流侧输出经多绕组变压器并网，这种方法的缺点是：虽然有效减少了多机并联直流 侧无源器件，但为了抑制多机间环流，交流侧输出需采用多绕组变压器隔离后再并网，这样 整机大容量输出时，补偿电流需经变压器后再并网，造成谐波可补偿频段降低、补偿效果变 差，而且这种大容量变压器制造困难，体积巨大，运行时会发热严重，使整机损耗过大。 0007 综上所述，目前APF多机并联技术存在不同程度缺陷，需要进一步改进。 发明内容 0008 发明目的：针对上述现有技术存在的问题和不足，本发明的目的是提供一种基于 双VSC交互并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，使整机有效输出最大化的同时总输出纹 波最小化，整机兼具开环补偿的。
11、动态快速响应特性和闭环补偿的稳态高精度特性，单机输 出容量提升的同时又无需增加DC侧无源器件或提升DC电压，满足电网大容量且高性能谐 说 明 书CN 102882210 A 2/6页 4 波治理要求。 0009 技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种基于双VSC交互 并联谐波补偿开闭环结合的APF装置，包括主控制器和多个并联的双VSC交互并联功率单 元(双VSC交互并联功率单元，也称“并机单元”或“功率单元”)，所述多个并联的双VSC交 互并联功率单元采用双VSC交互并联结构，所述双VSC交互并联功率单元包括前向部分、共 直流部分(直流侧)和后向部分，所述共直流部分共用电容，。
12、前向部分(运行于开环补偿方 式)和后向部分(运行于闭环补偿方式)分别依次串联并网电感和共模电感(共模电感用 来抑制双VSC间的零序环流)，分别经前向组母线和后向组母线汇流，分别通过网侧补偿点 和负载侧补偿点并至电网，网侧补偿点和负载侧补偿点之间的负载电流信号送入各双VSC 交互并联功率单元。 0010 其中，双VSC直流侧共用电容，交流侧(包括前向部分和后向部分)双端分别串 并网电感和共模电感并至电网，这种结构提升单机输出容量的同时，直流(DC)侧无源器件 无需增加，DC直流电压无需提升，而且双VSC间的零序环流抑制容易，通过共模电感和合理 的PWM方式即可有效抑制；各并机单元的双端输出分别通。
13、过两组母线汇流，双补偿点并网， 负载电流检测CT(current transformer，电流互感器)位于双补偿点中间。这种结构将整 机分为连网侧补偿点的前向组和连负载侧补偿点的后向组，其中前向组谐波补偿开环，后 向组谐波补偿闭环，从而整机谐波补偿开闭环结合，既具开环补偿的动态快速响应特性，又 具闭环补偿的稳态高精度特性，另外整机的前向组和后向组无需再特别连线或是控制系统 干预即可自动实现冗余模式运行；各并机单元的前向或后向部分均谐波选择性分次补偿， 按所补偿电流的频段分为前向或后向的各指定频段次谐波补偿组，并根据电网典型谐波电 流有效值随其频次增高而大幅减少的特点，指定低频段次谐波补偿组低开。
14、关频率、大电流 输出，指定高频段次谐波补偿组高开关频率、小电流输出，同时相同指定频段次谐波补偿组 内，采用移相PWM抵消输出开关次谐波。这种多机分次式谐波补偿架构使得整机有效输出 最大化和总输出纹波最小化，这样在输出电流相同纹波不变的情况下，并机单元并网电感 的可选感量最小化，从而单机动态性能最优化，直流电压和电网电压不变情况下最大理论 输出电流最大化。 0011 优选的，所述前向部分和后向部分均采用谐波电流分次补偿，按所补偿电流的频 段分为前向或后向的各指定频段次谐波补偿组，并根据电网典型谐波电流有效值随其频次 增高而大幅减少的特点，将指定低频段次谐波补偿组低开关频率、大电流输出，将指定高频。
15、 段次谐波补偿组高开关频率、小电流输出，同时相同指定频段次谐波补偿组内，采用移相 PWM抵消开关次谐波，从而使整机有效输出最大化，总输出纹波最小化。 0012 优选的，还包括主控制器，所述双VSC交互并联功率单元还包括单元控制器，所述 主控制器向各单元控制器发送同步信号，所述单元控制器输入负载电流信号、双VSC输出 电流信号、网侧线电压信号和所述电容两端的直流电压信号，输出控制双VSC的PWM信号。 0013 优选的，所述单元控制器包括直流电压控制外环、前向谐波电流分次控制内环、后 向谐波电流分次控制内环、电网电压PLL模块、PWM载波移相同步模块、第一PWM模块和第 二PWM模块，所述直流电。
16、压控制外环输入直流电压给定值和所述电容两端的直流电压信号 的偏差信号、网侧电压PLL模块输出，输出基波正序有功指令电流，分别至前向谐波电流分 次控制内环和后向谐波电流分次控制内环；电网电压PLL模块输入电网电压，输出电网电 说 明 书CN 102882210 A 3/6页 5 压基波正序实时相位；前向谐波电流分次控制内环输入负载电流信号和前向部分输出电流 的偏差、直流电压控制外环输出的基波正序有功指令电流和前向部分输出电流的偏差，输 出前向部分指令电压，再至第一PWM模块输出前向部分PWM驱动信号；后向谐波电流分次控 制内环输入负载电流信号、直流电压控制外环输出的基波正序有功指令电流和后向部分。
17、输 出电流的偏差，输出后向部分指令电压，再至第二PWM模块输出主电路后向部分PWM驱动信 号；PWM载波移相同步模块接收主控制器发出的同步信号，分别向所述第一PWM模块和第二 PWM模块发送载波移相同步信号，实现移相PWM。 0014 有益效果：(1)并机单元的前向或后向部分均谐波选择性分次补偿，按所补偿电 流的频段分为前向或后向的各指定频段次谐波补偿组，并根据电网典型谐波电流有效值随 其频次增高而大幅减少的特点，指定低频段次谐波补偿组低开关频率、大电流输出，指定高 频段次谐波补偿组高开关频率、小电流输出，同时相同指定频段次谐波补偿组内，采用移相 PWM抵消输出开关次谐波。这种多机分次式谐波补。
18、偿架构使得整机有效输出最大化和总输 出纹波最小化，这样在输出电流相同纹波不变的情况下，并机单元并网电感的可选感量最 小化，从而单机动态性能最优化，直流电压和电网电压不变情况下最大理论输出电流最大 化。 0015 (2)各并机单元的双端输出分别通过两组母线汇流，双补偿点并网，负载电流检测 CT位于双补偿点中间。这种结构将整机分为连网侧补偿点的前向组和连负载侧补偿点的后 向组，其中前向组谐波补偿开环，后向组谐波补偿闭环，从而整机谐波补偿开闭环结合，既 具开环补偿的动态快速响应特性，又具闭环补偿的稳态高精度特性，另外整机的前向组和 后向组无需再特别连线或是控制系统干预即可自动实现冗余模式运行。 00。
19、16 (3)多机并联，并机单元采用双VSC交互并联结构，即双VSC直流侧共用电容，交流 侧双端分别串并网电感和共模电感并至电网。这种结构提升单机输出容量的同时，DC侧无 源器件无需增加，DC直流电压无需提升，而且双VSC间的零序环流抑制容易，通过共模电感 和合理的PWM方式即可有效抑制。 附图说明 0017 图1为本发明整机系统结构图； 0018 图2为本发明双VSC交互并联功率单元结构图； 0019 图3为本发明整机系统运行方式示意图； 0020 图4为本发明单元控制器的控制策略框图； 0021 图5为本发明整机系统谐波控制模型； 0022 图6(a)为功率单元1后向部分A相输出电流波形图，。
20、图6(b)为功率单元2后向 部分A相输出电流波形图，图6(c)为后向组A相总输出电流波形图，图6(d)为功率单元1 前向部分输出电流波形图，图6(e)为功率单元2前向部分输出电流波形图，图6(f)为前向 组A相总输出电流波形图，图6(g)为整机A相输出电流波形图，图6(h)为网侧A相电流波 形图，图6(i)为负载A相电流波形图； 0023 图7(a)至图7(f)分别为图6(a)至图6(f)的FFT分析柱状图，图7(g)为图6(h) 的FFT分析柱状图，图7(h)为图6(i)的FFT分析柱状图； 0024 图8(a)为负载三相电流波形图，图8(b)为图8(a)的FFT分析图，图8(c)为功率 说。
21、 明 书CN 102882210 A 4/6页 6 单元1后向部分输出电流波形图(CH1)、功率单元2后向部分输出电流波形图(CH2)以及后 向组总输出电流波形图(CH3)，图8(d)为装置三相总补偿电流波形图，图8(e)为A相网侧 电流波形图(CH2)、A相补偿电流波形图(CH3)、A相负载电流波形图(CH4)以及电网AB线 电压波形图(CH1)，图8(f)为图8(c)的细节展开图，图8(g)为整机补偿谐波的动态响应波 形图，其中CH1为A网侧电流波形图、CH2为A相补偿电流波形图、CH3为A相负载电流波形 图，图8(h)为网侧三相电流波形图，图8(i)为图8(h)的FFT分析图。 具体实施。
22、方式 0025 下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明 本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各 种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。 0026 本发明整机系统结构如图1所示。整机多机并联，并机单元采用双VSC交互并联 结构，即双VSC直流侧共用电容，交流侧双端分别串并网电感和共模电感并至电网；各并机 单元的双端输出分别经两组母线汇流，双补偿点并网，即图中前向组母线及其网侧补偿点、 后向组母线及其负载侧补偿点；负载谐波电流检测CT位于双补偿点中间，其检测电流信号 送入各单元控制器；各单元控制器与整机主控制器。
23、通过光纤或总线通讯互联。所述主 控制器主要负责向各功率单元下发同步信号以及采集各功率单元的运行数据。 0027 本发明双VSC交互并联功率单元结构如图2所示。单元控制器输入负载谐波电流 检测CT信号双VSC输出电流检测CT信号网侧线电压检测PT信号以 及直流侧电压检测PT信号(U dc )，通过内部运算，最终输出控制并机单元主电路IGBT的PWM 信号；并机单元主电路双VSC的交流侧双端串联并网电感和共模电感后分别并至前向组母 线和后向组母线，其中共模电感用来有效滤除双VSC间的零序环流。 0028 本发明整机系统运行方式如图3所示。并机单元分为前向部分、共直流部分和后 向部分，前向部分输出汇。
24、流前向组母线接至网侧补偿点，后向部分输出汇流后向组母线接 至负载侧补偿点，即双母线汇流双补偿点并网；负载谐波电流检测CT位于双补偿点中间， 其检测电流信号送入各并机单元；整机前向补偿组，谐波补偿开环运行；整机后向补偿 组，谐波补偿闭环运行；按照补偿电流频段，整机功率单元1N分为指定次频段前向(后 向)补偿组1n，其中低频段补偿组低开关频率、大电流输出而高频段补偿组高开关频率、 小电流输出，整机系统有效输出最大化；相同频段前向(后向)补偿组内部分，按有效值均 分补偿电流，移相PWM运行抵消开关次纹波，最小化总输出纹波。 0029 本发明单元控制器的控制策略框图如图4所示。单元控制器包括直流电压控。
25、制 外环、前向和后向谐波电流分次控制内环、电网电压PLL模块、PWM载波移相同步模块、第 一PWM模块和第二PWM模块。直流电压控制外环输入直流电压给定值(U dc_ref )和直流电 压(U dc )的偏差信号、网侧电压PLL模块输出，输出基波正序有功指令电流分 别至前向和后向谐波电流分次控制内环，将直流侧电容电压稳定在给定值附近；电网电压 PLL模块输入电网电压输出电网电压基波正序实时相位前向谐波电流分次控 制内环输入双补偿点间电流和前向部分输出电流的偏差、直流电压控制外环输 出的基波正序有功指令电流和前向部分输出电流的偏差，输出前向部分指 说 明 书CN 102882210 A 5/6页。
26、 7 令电压再至第一PWM模块输出主电路前向部分PWM驱动信号；后向谐波电流分次 控制内环直接输入双补偿点间电流直流电压控制外环输出的基波正序有功指令电流 和后向部分输出电流的偏差，输出后向部分指令电压再至第二PWM 模块输出主电路后向部分PWM驱动信号；PWM载波移相同步模块接收主控制器发出的同步 信号，同步前向和后向部分的PWM模块载波相位，实现移相PWM。 0030 图5所示为本发明整机系统谐波控制模型，是为了更好的描述本发明所提出的双 补偿点并网、开闭环结合的控制方法。H iF (s)(ilN)为前向部分等效环节，H iB (s)(i lN)为后向部分等效环节，Ic iF (s)(il。
27、N)为前向部分输出电流，Ic iB (s)(il N)为后向部分输出电流。这样网侧电流双补偿点间电流和负载侧电流的关系如下： 0031 0032 I S (s)=I H (s)l-H IF (s)-H 2F (s)-H NF (s) 2 0033 0034 对于谐波控制模型的后向环路(图5左半部分)，构成了闭环控制结构，输入为负 载侧电流输出为双补偿点问电流其中后向环节H iB (s)(ilN)，即并机单元后向 部分模型，对选择滤除频段次谐波分量具有无穷增益，由式l得输出将不会含有这些选择 滤除频段次谐波，而且谐波滤除无静差，不受单元控制系统采样环节等非线性因素影响；对 于谐波控制模型的前向环。
28、路(图5右半部分)，构成了开环控制结构，输入为上级闭环结构 输出即双补偿点间电流输出为网侧电流其中前向环节H iF (s)(ilN)，即并机单 元前向部分模型，对选择滤除频段次谐波分量增益为l(复数)，由式l得输出将不含这些选 择滤除频段次谐波，而且具有快速响应性能，不需要主控制器直接参与即可实现前向组、后 向组谐波补偿的自动冗余运行，但这种谐波滤除是开环方式，易于受单元控制系统采样环 节等非线性因素影响；整机谐波开闭环结合，式3为其谐波控制模型表达式。 0035 本发明装置谐波补偿仿真结果如图6、7所示。仿真采用两组双VSC交互并联功率 单元(功率单元l和功率单元2)，每组功率单元的后向组补。
29、偿5、7次谐波，前向组补偿11、 13及高次谐波。图6(a)和图7(a)为功率单元l后向部分A相输出电流波形和FFT分析柱 状图，补偿50的5、7次谐波，PWM载波相位为0；图6(b)和图7(b)为功率单元2后向 部分A相输出电流波形和FFT分析柱状图，补偿50的5、7次谐波，PWM载波移相位180； 图6(c)和图7(c)为后向组A相总输出电流波形和FFT分析柱状图；图6(d)和图7(d)为 功率单元1前向部分输出电流波形和FFT分析柱状图，补偿50的11、13及高次谐波，PWM 载波移相位90；图6(e)和图7(e)为功率单元2前向部分输出电流波形和FFT分析柱状 图，补偿50的11、13。
30、次谐波，PWM载波移相位270；图6(f)和图7(f)为前向组A相总输 出电流波形和FFT分析柱状图；图6(g)为整机A相输出电流波形图；图6(h)和图7(g)为 网侧A相电流波形和FFT分析柱状图；图6(i)和图7(h)为负载A相电流波形和FFT分析 柱状图。比较图7(c)和(a)、(b)可以看出，采用载波移相180度调制可以有效抑制输出补 偿电流的开关次纹波；同理可见图7(f)和(d)、(e)。从补偿后网侧电流仿真波形可看出， 本发明装置有效的补偿了非线性负载谐波电流。图6中，(a)(i)横坐标相同；图7中， (a)(g)横坐标相同。 说 明 书CN 102882210 A 6/6页 8 。
31、0036 本发明装置谐波补偿实验波形如图8所示。实验采用两组双VSC交互并联功率单 元(功率单元1和功率单元2)，每组功率单元的后向组补偿5、7次谐波，前向组补偿11、13 及高次谐波，相同组内50均流。图8(a)为负载三相电流波形，图8(b)为其FFT分析，该 负载为典型三相六脉整流负载，电流THD为28.5；图8(d)为装置三相总补偿电流波形； 图8(h)为网侧三相电流波形，图8(i)为其FFT分析，可见补偿后电网电流THD仅为2.5， 得到了很好的谐波治理效果；图8(e)为A相网侧电流(CH2)、A相补偿电流(CH3)、A相负 载电流(CH4)以及电网AB线电压(CH1)，由波形可看出畸。
32、变的负载电流波形经过装置输出 电流补偿后，电网电流基本正弦；图8(c)为功率单元1后向部分输出电流(CH1)、功率单元 2后向部分输出电流(CH2)以及后向组总输出电流(CH3)，图8(f)为图8(c)的细节展开， 可看出两部分输出纹波对消，总输出电流波形纹波很小；图8(g)为整机补偿谐波的动态响 应波形，其中CH1为A网侧电流、CH2为A相补偿电流、CH3为A相负载电流波形，可看出负 载突变后，装置快速跟踪的同时高精度的补偿了负载中谐波电流。 说 明 书CN 102882210 A 1/8页 9 图1 说 明 书 附 图CN 102882210 A 2/8页 10 图2 说 明 书 附 图CN 102882210 A 10 3/8页 11 图3 说 明 书 附 图CN 102882210 A 11 4/8页 12 图4 图5 说 明 书 附 图CN 102882210 A 12 5/8页 13 图6 说 明 书 附 图CN 102882210 A 13 6/8页 14 图7 说 明 书 附 图CN 102882210 A 14 7/8页 15 说 明 书 附 图CN 102882210 A 15 8/8页 16 图8 说 明 书 附 图CN 102882210 A 16 。