一种滤波电路技术领域
本发明涉及整流器滤波电路，特别涉及宽电压输入的整流器滤波电路。
背景技术
电子电路都需要直流电源提供能量。虽然有些情况下可用化学电池作为直流
电源，但大多数情况下是利用电网提供的交流电源经过转换而得到直流电源的。
交流变直流电路很多，而工业与民用供电一般采用交流供电，图1示出的为
随时间按正弦规律变化的我国民用交流电，称为交变正弦电压，变化一次所需要
的时间称为交变电压的周期，用T表示，业界所说的220V，是指有效值，其峰值
为倍有效值，即为：
220 V × 2 = 311.1 V ]]>………………………………………………………式(1)
直流电压(或电流)的大小和方向不随时间变化。如用曲线表示电压，则是和水
平时间轴平行的一条直线，但我们一般把方向不变，但电压(或电流)的大小随时间
有所变化的也称为直流电压(或电流)。
事实上，工业与民用都经常需要把交流变成直流，甚至是隔离的直流电，随
着国家标准对用电器的功率因数的进一步要求，目前，对消耗功率75W以上的各
式电器设备都有功率因数要求，即要求电路的工作电流波形基本和电压波形相同。
目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电
路，是Power Factor Correction的缩写。
注：75W数据来源于中国国家标准GB17625.1-1998，名为《低压电气及电子
设备发出的谐波电流限值(设备每相输入电流≤16A)》。
而对于输入功率小于75W的各式电器设备，其内部的整流、滤波电路仍采用
普通的整流电路加滤波电路的拓扑。
图2示出了半波整流滤波电路，UAC为输入的正弦交流电压，二极管D为整
流管，电容CL为滤波电路的主体，电阻RL为负载电路或等效的“负载”，UL为输
出的直流电压。用于交流电输入时，由于图2电路只在UAC的正半周工作，所以
都用于小功率电路中，如5W以下的开关电源的整流电路中。图2电路中二极管D
反接，即可工作在UAC的负半周。
图3示出的就是全波整流滤波电路，一般无法直接用于市电整流，一般要经
过变压器B1副边的中心抽头绕组，得到两组电压相同、相位相反的电压U1和U2，
才可以使用。电压U1和U2经二极管Da和Db整流后输出直流电压，电容CL为滤
波电路的主体，电阻RL为负载电路或等效的“负载”，UL为输出的直流电压。
图4-1、图4-2、图4-3示出的是桥式整流电路，又叫全桥整流电路，这三种画
法都常用，它们的连接关系是一致的，图4-2为简易画法。若电容CL不接入，其
输出波形和图5-1所示相同，为脉动直流电；电容CL接入后，其输出波形为图5-2
中实线所示，为较为平滑的脉动直流电。电路稳态以后，图4-1至图4-3中整流二
极管Da和整流二极管Dc只在图5-2中t1至t2时间内导通；而整流二极管Db和
整流二极管Dd只在图5-2中t3至t4时间内导通，二极管导通时对电容CL充电，
其它时间由电容CL对负载RL放电，若想直流电压平滑，电容CL就要很大，而电
容CL加大，会导致t1至t2以及t3至t4的导通时间很短，充电电流极大，电路也
只在这个时间消耗输入电流，引发电网电压波形畸变。这部分的原理也可参考人
民邮电出版社出版的《稳定电源》1984年第一版，统一书号为：15045·总2790―
无6260，该书的第35页图2·4·3也充分展示了这一原理，第34页第三段已说明：
“对于电容滤波全波整流情况，根据图2·4·3，读者可自行分析。这分析也适用于桥
式整流。”
在很多行业，如电力行业，需要一种输入电压宽达85VAC至460VAC的开关
电源，一般输入功率都小于75W，使用常见的BOOST PFC电路需要使用两个耐
压400V的电解电容串联作为PFC电路的输出滤波电容，加上PFC其它电路部分，
成本很高。而且由于采用了两级方案，器件总数增加，其使用可靠性下降。
对于85VAC至460VAC的宽压输入开关电源等产品，其滤波电容的选择是一
个令设计人员困惑的问题，上述的电压整流后的直流电压范围为：120V至650V，
对于650V的直流电压，需要选用两个耐压400V的电容串联才能获得，如图2至
图4系列中的电容CL，需要串联才能获得，图6示出了电路，由电解电容CL1和
CL2串联组成，实际使用时会分别在电解电容CL1和CL2并联上均压电阻。图7示
出了输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入开关电源的框图，UAC为输入电压，
为85VAC至460VAC的宽压输入，100为整流电路，半波整流和桥式整流电路都
可以，电容CL为滤波电容，101为功率级的DC/DC变换器，其输出为直流输出。
在输入UAC为85VAC下，当直流输出空载情况下，UL为120V的直流电压，
需要较大的容量的滤波电容，而这个电容一旦确立，其在输入UAC上升为高压情
况下，就显得容量过大，造成不必要的浪费。
设开关电源的直流输出端输出功率为Po，图7中主功率级101的变换效率为
η，那么高压端UL的等效消耗功率为Pg，那么有：
Pg = Po η ]]>…………………………………………………式(2)
开关电源的交流电压为UAC，那么，这时开关电源功率级101的等效的直流电
阻RD为：
R D = ( 2 U AC ) 2 Po η = 2 η U AC 2 Po ]]>………………………………………式(3)
一般认为，该电阻RD和高压滤波电容CL的乘积，即时间常数τ，要大于整流
后脉动直流电周期的3倍及以上，对于50Hz的交流电，整流后脉动直流电的频率
为100Hz，其周期为10mS，那么时间常数τ要大于30mS，当然，越大，交流电
整流后脉动直流电的纹波越小。
注：时间常数τ，要大于整流后脉动直流电周期的3倍及以上，这部分内容请
参考童诗白主编的《模拟电子技术基础》第二版第647页至650页，该书ISBN号
7-04-000868-8/TN·53。“3倍”的要求是按照第650页式(11-11)的脉动系数S为0.2
推导出来的，此时图7中UL纹波电压已接近开关电源所能承受的下限，若要求纹
波电压小，那么电容CL要求容量更大。
把式(3)代入时间常数公式，即滤波电容CL的最小值为：
C = τ R D = τ 2 η U AC 2 Po = τPo 2 η U AC 2 ]]>……………………………………式(4)
若用高压端的消耗功率Pg计算，即式(2)代入式(4)，上式(4)可以简化为：
C = τ 2 × Pg U AC 2 ]]>…………………………………………………………式(5)
那么，对于输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入的开关电源，如图7所
示，若做成输出40W、12V的产品，若主功率级101的效率为85%，上述的时间
常数τ取30mS，使用式(5)计算出在不同的输入电压UAC下，实际所需的滤波电容
CL如下表一：
表一
从上表一可以看出，该40W电源为了确保在85VAC下正常工作，滤波电容需
要取值100uF，由于要承受在高压下的高压650V，一般选100uF/400V电容4只，
两只串联，再并联，如图8所示，实际使用时会分别在电解电容CL1和CL2和CL3
和CL4并联上均压电阻，最后得到100uF的电容，成本较高，若采用工业界认可的
并广为使用的日本NCC生产的100uF/400V低ESR的电解电容，约为4.4元一只，
总成本不低于17.6元。而且，4只高压电解电容的体积在设计时不容忽视，其占
用的空间较大。
注：至2011年，700V耐压的电解电容已经被研发出来，YAMAHA-TDK研
制出的YDK-700V电解电容已问世，这意味着380VAC整流出来后的537V直流，
再也不用2只400V的电解电容像图6那样去串联。100uF/700V的电解电容体积
通常为35×80-100mm或者50×80-96mm，但价位在139元人民币左右，无法应用
于本文所述的小功率开关电源中(输入功率小于75W)。
因此，对于输入功率小于75W的各式电器设备，其内部的整流、滤波电路仍
采用普通的整流电路加滤波电路的拓扑，在宽压输入范围下，现有的滤波电路存
在成本高，占用空间大的不足。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是解决在宽压输入范围下，现有滤波电路存在成本
高，占用空间大的问题，提供一种滤波电路，能够为不同电压范围的输入电压提
供合适的滤波容量，并且实现成本相对降低、占用空间较小。
本发明的目的是通过以下技术措施实现的：
一种滤波电路，包括第一电容，该第一电容的两端分别为滤波电路的正端子
和负端子，直流输入电压从正端子和负端子输入滤波电路，所述的滤波电路还包
括第一开关、耐压小于所述第一电容的第二电容以及用于检测所述直流输入电压
的电压检测控制电路；所述第二电容和第一开关相串联，该串联支路与所述第一
电容相并联，所述电压检测控制电路具有电压检测输入正极、电压检测输入负极
和第一输出端，电压检测控制电路的电压检测输入正极与滤波电路的正端子相连
接，电压检测输入负极与滤波电路的负端子相连接，第一输出端连接到第一开关
的控制端，所述电压检测控制电路设置有第一预设值，并在检测到直流输入电压
小于第一预设值时，控制第一开关导通；在检测到直流输入电压在第一预设值以
上时，控制第一开关断开。下面简称该方案为本发明的原始技术方案。
作为上述技术方案的进一步改进，所述的滤波电路还包括第二开关和耐压小
于所述第二电容的第三电容；所述第二开关和第三电容相串联，第二开关和第三
电容的串联支路与与所述第一电容相并联，所述电压检测控制电路还具有第二输
出端，电压检测控制电路的第二输出端连接到第二开关的控制端，所述电压检测
控制电路还设置有小于所述第一预设值的第二预设值，并在检测到直流输入电压
小于第二预设值时，控制第二开关导通；在检测到直流输入电压在第二预设值以
上时，控制第二开关断开。下面简称该方案为本发明的改进技术方案。
其中，上述两个方案中电压检测控制电路的工作方式有两种，第一种方式为
所述电压检测控制电路检测所述直流输入电压的电压峰值，第二种方式为所述电
压检测控制电路检测所述直流输入电压的电压平均值。
上述两个方案中电压检测控制电路的供电方式有两种，一种方式为所述电压
检测控制电路通过输入滤波电路的直流输入电压获得供电，另一种方式为所述电
压检测控制电路通过与滤波电路连接的后级开关电源的辅助电源获得供电。
优选地，上述各个方案中的第一开关和第二开关为MOS管。
优选地，上述各个方案中的第一开关和第二开关为继电器。
本发明的工作原理及使用方法说明：
以原始技术方案为例，依据上述的连接关系，很显然，第一电容选取容量小，
但耐压大于直流电压最大值的电解电容，而第二电容选取容量大，但耐压较低的
电解电容，耐压一般选在直流电压中间值，若第一预设值取直流电压中间值，那
么有，当直流电压小于第一预设值(直流电压中间值)时，第一输出端输出信号，控
制第一开关导通，这时，第二电容被接入本发明的滤波电路，滤波电路的滤波总
容量为第一电容和第二电容的容量之和，在输入电压小于直流电压中间值时，获
得较大的滤波电容量；而当直流电压在第一预设值以上时，第一输出端输出相反
信号，控制第一开关断开，这时第二电容没有接入电路，滤波作用仍靠耐压较高
的第一电容承担，这时因为直流电压高，不需要较大的滤波容量，整个开关电源
电路仍可较好工作。
而上述改进技术方案，可以工作在更宽的输入直流电压范围内，其详细工作
原理和上述相似，这里不再赘述，如把输入直流电压由低至高分为三段，其中的
两个分界点分别为第二预设值、第一预设值。
当直流电压小于第二预设值时，第一开关和第二开关都导通，第一电容、第
二电容、第三电容全部接入电路，本发明的滤波电路获得最大滤波容量；
而当直流电压在第二预设值以上，仍处于小于第一预设值时，第一开关导通,
第二开关断开，第一电容、第二电容接入电路，耐压最低的第三电容被断开；滤
波作用仍靠耐压最高的第一电容、耐压较高的第二电容承担，这时因为直流电压
较高，不需要较大的滤波容量，整个开关电源电路仍可较好工作。
而当直流电压在第一预设值以上，第一开关、第二开关断开，耐压较低的第
二电容、耐压最低的第三电容被断开；滤波作用仍靠耐压较高的第一电容承担，
这时因为直流电压很高，需要很小的滤波容量时，整个开关电源电路仍可较好工
作。
由于高压小容量电解电容和低压大容量的电解电容价格都比较低，且体积也
缩小。选取合适的电压检测控制电路，以及低速的MOS管，可以把成本降低30%
以上，这在实施例中会给出数据对比。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
第一，能够为不同电压范围的输入电压提供合适的滤波容量，适合应用于交
流的宽压输入场合或光伏直流输入，成本降低；
第二，体积减小，节约了电路板的面积，进一步降低了成本；
第三，本发明的滤波电路仍为两端子网络，可以直接替代原滤波电容。
附图说明
图1为随时间按正弦规律变化的交流电压波形图；
图2为半波整流滤波电路；
图3为全波整流滤波电路；
图4-1为桥式整流滤波电路；
图4-2为桥式整流滤波电路的简易画法；
图4-3为桥式整流滤波电路的另一种画法；
图5-1为桥式整流电路，不接滤波电容输出的脉动直流电波形图；
图5-2为桥式(或全波)整流电路接上滤波电容时的输出电压波形图；
图6为电容串联替代原电容的原理图；
图7为输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入开关电源框图；
图8为图7开关电源中滤波电容CL实际使用的方案电路图；
图9为依据本发明技术方案绘出的原理框图，也是第一实施例原理框图；
图10为第一实施例原理图；
图11为第二实施例原理图；
图12为第三实施例原理图；
图13为使用二极管串联代替低电压稳压二极管示意图；
图14为依据改进后技术方案绘出的原理框图,也是第四实施例原理框图；
图15为第四实施例原理图；
图16为第五实施例原理图；
图17为第六实施例原理图。
具体实施方式
第一实施例
图9示出了第一实施例的原理框图，是依据本发明原始技术方案绘出的原理
框图。
图10中的200部分示出了本发明第一实施例的具体原理图；其连接关系完全
同技术方案中的关系，包括正端子104和负端子105，包括电压检测控制电路102，
一第一电容C1，一第二电容C2，一第一开关103，第二电容C2的耐压小于第一
电容C1的耐压；电压检测控制电路102包括三个端口，电压检测输入正106、电
压检测输入负107、第一输出端108；正端子104连接电压检测控制电路102的电
压检测输入正106，正端子104同时还连接第一电容C1的一端(这里为电解电容正
极)，以及第二电容C2的一端(电解电容正极)；负端子105连接电压检测控制电路
102的电压检测输入负107，负端子105同时还连接第一电容C1的另一端(电解电
容负极)，以及第一开关103的一端，第一开关103的另一端连接第二电容C2的
另一端(电解电容负极)；电压检测输入正106同时还给电压检测控制电路102供电。
电压检测控制电路102在本实施例中，为第一种工作方式，为检测正端子和
负端子之间的直流电压的峰值。电压检测控制电路102包括：电阻R1、电阻R2、
电阻R3、电容C4、二极管D1、NPN型三极管T1，电压检测控制电路102的连接
关系为：二极管D1的阳极连接电阻R3的一端，连接点形成电压检测输入正106，
二极管D1的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C4的一端，电阻R1的另一
端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T1的基极；NPN型三
极管T1的发射极连接电阻R2的另一端，同时连接电容C4的另一端，连接点形
成电压检测输入负107；NPN型三极管T1的集电极连接电阻R3的另一端，连接
点形成第一输出端108；
第一开关103在本实施例中，主体为一只N沟道的MOS管T2，和一只稳压
二极管D2，MOS管T2的栅极直接连接电压检测控制电路102的第一输出端108，
同时连接稳压二极管D2的阴极，MOS管T2的源极连接稳压二极管D2的阳极，
形成第一开关103的一端，并连接负端子105，MOS管T2的漏极就是前文所述的
第一开关103的另一端，连接第二电容C2的另一端(电解电容负极)。
其工作原理为，二极管D1和电容C4组成峰值整流电路，这是由于电阻R3
和电阻R1取值很大，消耗电流极小的缘故，电容C4的端电压为正端子104至负
端子105之间脉动直流电的峰值，可以参考图5-2中脉动直流电示意图。当直流电
压小于第一预设值时，电容C4的端电压经电阻R1和电阻R2分压后，不足以引
起NPN型三极管T1导通，NPN型三极管T1处于截止状态，其集电极为高电平，
正端子104的电压经电阻R3加到MOS管T2的栅极，由于存在稳压二极管D2，
这个高压会被稳压二极管D2稳压，确保MOS管T2不会损坏。MOS管T2的栅
级由于有足够的工作电压，MOS管T2完全导通，由于MOS管在导通时，相当于
一只电阻，一般称为RDS(ON)，这个电阻很小，等于电容C2和电容C1并联，一起
给整流电路100滤波。
当直流电压在第一预设值以上时，电容C4的端电压经电阻R1和电阻R2分
压后，足以引起NPN型三极管T1导通，由于MOS管是电压控制器件，电阻R3
一般取值在兆欧级以上，NPN型三极管T1处于饱和导通状态，其集电极到负端子
105之间电压为低电平，其电压一般小于0.7V，加到MOS管T2的栅极至源极，
MOS管T2完全不导通，处于开路状态，MOS管T2内部仅寄生二极管(Body Diode)
起作用，这个寄生二极管只能把电容C2的电能对外放掉，而外部电路无法通过寄
生二极管对电容C2充电，即在当直流电压在第一预设值以上时，电容C2在电路
中不起作用，不承受比自身耐压更高的电压值。
所以，第一预设值一般设为电容C2的标称耐压值。
下面，以一组实际数据说明本发明带来的有益效果，图10电路中，电阻R1
为两只2.7MΩ电阻串联所得，总阻值为5.4MΩ、电阻R2为6.8KΩ、电阻R3为
10MΩ、电容C4为103/630V的CBB电容、二极管D1为1N4007、NPN型三极管
T1为S9014，N沟道的MOS管T2为STF5NK90Z，稳压二极管D2为0.5W12V
稳压管，电容C1为22uF/400V电容按图6串联所得，串联后的容量为11uF，品
牌同为日本NCC的同系列电容，电容C2为同品牌的100uF/400V电解电容。
电路焊好后，实测第一预设值为411V左右，调节电阻R1或R2都可以调节
第一预设值的值，由于已在±3%精度以内，就没有进行调整。实测在不同的电压下，
本发明电路提供的滤波容量为表二所示：
表二
从上表可以看到，本发明在极宽的电压范围内，都比计算出来的CL容量最小
值要大，完全可以满足使用需求。
背景技术中的成本为17.6元，再来看看本发明电路的总成本，参见表三：
表三
从表三可以看出，成本从17.6元下降至9.30元，本发明的成本是背景技术中
的成本的52.8%，下降了47%之多。
显而易见，电解电容22uF/400V的体积比背景技术中的100uF/400V的体积要
小，而且少用一只体积较大的100uF/400V电容，增加的元件由于没有散热片，总
体所占空间很小。
图10电路,为检测正端子104和负端子105之间的直流电压的峰值，电阻R1
为两只2.7MΩ电阻串联所得，若把电容C4接在两只电阻的中间，另一端仍接负
端子105，同时省去二极管D1，即用一只电阻替换二极管D1，那么电路就成为第
二种工作方式：检测正端子和负端子之间的直流电压的平均值。这正是第二实施
例示出的电路。
第二实施例
图11示出了第二实施例的原理图，图11中的200部分示出了本发明第二实
施例的具体原理图，其连接关系完全遵守技术方案中的关系，包括正端子104和
负端子105，包括电压检测控制电路102，一第一电容C1，一第二电容C2，一第
一开关103，第二电容C2的耐压要小于第一电容C1的耐压；电压检测控制电路
102包括三个端口，电压检测输入正106、电压检测输入负107、第一输出端108；
正端子104连接电压检测控制电路102的电压检测输入正106，正端子104同时还
连接第一电容C1的一端(电解电容正极)，以及第二电容C2的一端(电解电容正极)；
负端子105连接电压检测控制电路102的电压检测输入负107，负端子105同时还
连接第一电容C1的另一端(电解电容负极)，以及第一开关103的一端，第一开关
103的另一端连接第二电容C2的另一端(电解电容负极)；电压检测输入正106同
时还给电压检测控制电路102供电。
电压检测控制电路102在本实施例中，为第二种工作方式，为检测正端子和
负端子之间的直流电压的平均值。电压检测控制电路102包括：电阻R1、电阻R2、
电阻R3、电阻R4、电容C4、NPN型三极管T1，电压检测控制电路102的连接关
系为：电阻R4一端连接电阻R3的一端，连接点形成电压检测输入正106，电阻
R4另一端连接电阻R1的一端，同时连接电容C4的一端，电阻R1的另一端连接
电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T1的基极；NPN型三极管T1
的发射极连接电阻R2的另一端，同时连接电容C4的另一端，连接点形成电压检
测输入负107；NPN型三极管T1的集电极连接电阻R3的另一端，连接点形成第
一输出端108；
第一开关103在本实施例中，实施方式同第一实施例；
其工作原理为，电阻R4和电容C4组成低通滤波电路，当其时间常数远大于
脉动直流电的周期时，脉动的交流成份将在电阻R4和电容C4的连接点被极大地
吸收，这样通过电阻R1加到NPN型三极管T1的电流基本没有脉动的交流成份。
除了检测正端子104和负端子105之间的直流电压的平均值，其它的工作原
理完全同第一实施例，不同的是，第一预设值由于对应的是正端子和负端子之间
的直流电压的平均值，所以第一预设值一般设为电容C2的标称耐压值以下，优选
为电容C2的标称耐压值减去脉动的交流成份峰-峰值的一半，如脉动的交流成份
峰-峰值为40V，那么第一预设值一般设为电容C2的标称耐压值减去20V，才是
安全的，若电容C2的标称耐压值为400V，那么第一预设值应在(400V-20V)=380V
以下。
下面，以一组实际数据说明本发明带来的有益效果，图11电路中，电阻R1
为1.8MΩ、电阻R2为5.1KΩ、电阻R3为10MΩ、电阻R4为2MΩ，电容C4为
103/630V的CBB电容、NPN型三极管T1为2N5551，N沟道的MOS管T2为
STF5NK90Z，稳压二极管D2为0.5W10V稳压管，电容C1为22uF/400V电容按
图6串联所得，串联后的容量为11uF，品牌同为日本NCC的同系列电容，电容
C2为同品牌的100uF/400V电解电容。
电路焊好后，实测第一预设值为385V左右，调节电阻R1或R2或R4都可以
调节第一预设值的值，由于已在±3%精度以内，就没有进行调整。实测在不同的电
压下，本发明电路提供的滤波容量为表四所示：
表四
从上表可以看到，本发明在极宽的电压范围内，都比计算出来的CL容量最小
值要大，完全可以满足使用需求。
背景技术中的成本为17.6元，由于省去二极管D1，增加一只电阻R4，成本
下降0.05元，为9.25元，与第一实施例相差不大，表三的成本仍有参考意义。
故第二实施例仍可实现发明目的。
图10和图11的电路中，由于电压检测主要靠电阻分压，再用NPN型三极管
T1基极到发射极的压降作为检测参考电压，而三极管基极到发射极的压降受温度
影响较大，故上述电路的温度特性不好，而且第一预设值是一个存在正负几伏的
模糊区，而这正是第三实施例示出的电路要解决的问题。
第三实施例
图12示出了第三实施例的原理图，图12中的200部分示出了本发明第三实
施例的具体原理图，其连接关系完全遵守技术方案中的关系，包括正端子104和
负端子105，包括电压检测控制电路102，一第一电容C1，一第二电容C2，一第
一开关103，第二电容C2的耐压要小于第一电容C1的耐压；电压检测控制电路
102包括三个端口，电压检测输入正106、电压检测输入负107、第一输出端108；
正端子104连接电压检测控制电路102的电压检测输入正106，正端子104同时还
连接第一电容C1的一端(电解电容正极)，以及第二电容C2的一端(电解电容正极)；
负端子105连接电压检测控制电路102的电压检测输入负107，负端子105同时还
连接第一电容C1的另一端(电解电容负极)，以及第一开关103的一端，第一开关
103的另一端连接第二电容C2的另一端(电解电容负极)；电压检测输入正106同
时还给电压检测控制电路102供电。
电压检测控制电路102在本实施例中，仍为第二种工作方式，为检测正端子
和负端子之间的直流电压的平均值。
电压检测控制电路102包括：电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻
R5、电容C4、稳压二极管D3、NPN型三极管T1，电压检测控制电路102的连接
关系为：电阻R4一端连接电阻R3的一端，同时连接电阻R5的一端，连接点形
成电压检测输入正106，电阻R4另一端连接电阻R1的一端，同时连接电容C4的
一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管
T1的基极；NPN型三极管T1的发射极连接稳压二极管D3的阴极，连接点同时
连接电阻R5的另一端；稳压二极管D3的阳极连接电阻R2的另一端，同时连接
电容C4的另一端，连接点形成电压检测输入负107；NPN型三极管T1的集电极
连接电阻R3的另一端，连接点形成第一输出端108；
第一开关103在本实施例中，实施方式同第一实施例；稳压二极管D3的稳压
值加上NPN型三极管T1饱和压降要求小于MOS管T2的栅、源极开启电压VGS。
先说明一下新增电路部分的工作原理和带来的有益效果，对比第二实施例，
本实施例新增加了电阻R5和稳压二极管D3，由于电路工作在极宽的输入电压下，
为了降低电阻R5带来的功耗，流过R5的电流一般会控制在200uA以下，尽管如
此，稳压二极管D3仍获得一定的稳压值，会比标称值小好多，正因为稳压二极管
D3的存在，使得NPN型三极管T1基极和电阻连接点的电压被抬高，即电压检测
控制电路102的虚拟“参考电压”成为NPN型三极管T1基极到发射极压降加上稳
压二极管D3的实际稳压值。由于参考电压被大幅提升，NPN型三极管T1基极到
发射极压降因为温度而产生的变化与参考电压相比，所占的比例较小，提高了电
路的温度稳定性。
为了获得更好的性能，电阻R5可以用小电流的恒流源取代，恒流源这部份电
路为公知技术，可以参考申请号为201210056555.9的《一种交流变直流电路》中
图9中104部分、以及图10的电路。
由于稳压二极管D3的稳压值加上NPN型三极管T1饱和压降要求小于MOS
管T2的栅、源极开启电压VGS，而目前MOS管T2的栅、源极开启电压VGS经常
低至3V，三极管T1饱和压降在这种小电流(最大集电极电流为650V/10MΩ=65uA)
下只有0.07V左右，这时要求稳压二极管D3的稳压值在2.93V以下，这种小于3.3V
稳压管比较难找，一般会采用图13示出的替代方案，用2至5只1N4148二极管
串联后得到，在100uA至200uA小电流下，一只1N4148二极管的压降为0.46V
至0.50V，2至5只1N4148二极管串联可得到0.92V至2.5V的稳压值。
当直流电压平均值小于第一预设值时，电容C4的端电压经电阻R1和电阻R2
分压后，不足以引起NPN型三极管T1导通，NPN型三极管T1处于截止状态，
其集电极为高电平，正端子104的电压经电阻R3加到MOS管T2的栅极，MOS
管T2完全导通，电容C2接入电路，电容C2和电容C1并联，一起给整流电路100
滤波。
当直流电压平均值在第一预设值以上时，电容C4的端电压经电阻R1和电阻
R2分压后，达到稳压二极管D3的实际稳压值加上NPN型三极管T1饱和压降时，
NPN型三极管T1导通，NPN型三极管T1处于饱和导通状态，其集电极到负端子
105之间电压为稳压二极管D3的实际稳压值加上NPN型三极管T1饱和压降，小
于MOS管T2的栅极至源极的开启电压VGS，MOS管T2完全不导通，处于开路
状态，电容C2在电路中不起作用，不承受比自身耐压更高的电压值，只有电容
C1起滤波作用。
下面，以一组实际数据说明本发明带来的有益效果，图12电路中，电阻R1
为3.9MΩ、电阻R2为56KΩ、电阻R3为10MΩ、电阻R4、电阻R5均为3.9MΩ，
电容C4为682/630V的CBB电容、NPN型三极管T1为2N3904，N沟道的MOS
管T2为2SK3532，稳压二极管D2为0.5W10V稳压管，稳压二极管D3为5只
1N4148串联获得，电容C1为22uF/400V电容按图6串联所得，串联后的容量为
11uF，品牌同为日本NCC的同系列电容，电容C2为同品牌的100uF/400V电解电
容。
电路焊好后，实测第一预设值为404V左右，调节电阻R1或R2或R4都可以
调节第一预设值的值，由于已在±3%精度以内，就没有进行调整。实测在不同的电
压下，本发明电路提供的滤波容量和上表四完全相同：
背景技术中的成本为17.6元，由于增加一些元件，成本为9.70元，相差不大，
表三的成本仍有参考意义。
故第三实施例仍可实现发明目的。
图12的电路中，把电阻R4换为一只二极管，电路就会成为第一种工作方式：
检测正端子和负端子之间的直流电压的峰值，一样可以实现发现目的。
第一实施例至第三实施例都是采用一个开关控制的，实施例中都是以MOS管
为主，事实上，换为双向可控硅一样可以实现发明目的。
第四实施例
图14示出了第四实施例的原理框图，是依据本发明改进型技术方案绘出的原
理框图；
图15示出了第四实施例的原理图，图15中的200部分示出了本发明第四实
施例的具体原理图，其连接关系完全遵守技术方案中的关系，包括正端子104和
负端子105，包括电压检测控制电路102，一第一电容C1，一第二电容C2，一第
三电容C3，一第一开关103，一第二开关109；第二电容C2和C3的耐压小于第
一电容C1的耐压；电压检测控制电路102包括四个端口，电压检测输入正106、
电压检测输入负107、第一输出端108、第二输出端110；正端子104连接电压检
测控制电路102的电压检测输入正106，正端子104同时还连接第一电容C1的一
端(电解电容正极)、以及第二电容C2的一端(电解电容正极)、以及第三电容C3的
一端(电解电容正极)；负端子105连接电压检测控制电路102的电压检测输入负
107，负端子105同时还连接第一电容C1的另一端(电解电容负极)，以及第一开关
103的一端、以及第二开关109的一端；第一开关103的另一端连接第二电容C2
的另一端(电解电容负极)；第二开关109的另一端连接第三电容C3的另一端(电解
电容负极)；电压检测输入正106同时还给电压检测控制电路102供电。
电压检测控制电路102在本实施例中，为第二种工作方式，为检测正端子和
负端子之间的直流电压的平均值。
电压检测控制电路102包括：电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻
R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C4、稳压二极管D3、NPN型三极管T1、
NPN型三极管T3，电压检测控制电路102的连接关系为：电阻R4一端连接电阻
R3的一端，同时连接电阻R5、电阻R8的一端，连接点形成电压检测输入正106，
电阻R4另一端连接电阻R1的一端，同时连接电容C4的一端以及电阻R6的一端，
电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T1的基
极；NPN型三极管T1的发射极连接稳压二极管D3的阴极，连接点同时连接电阻
R5的另一端以及NPN型三极管T3的发射极；稳压二极管D3的阳极连接电阻R2
的另一端，同时连接电容C4的另一端，连接点形成电压检测输入负107；NPN型
三极管T1的集电极连接电阻R3的另一端，连接点形成第一输出端108；电阻
R6的另一端连接电阻R7的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T3的基极；
电阻R7的另一端连接至稳压二极管D3的阳极；NPN型三极管T3的集电极连接
电阻R8的另一端，连接点形成第二输出端110。
第一开关103同第一实施例，这里不再详述；第二开关109在本实施例中，
主体为一只N沟道的MOS管T4，和一只稳压二极管D4，MOS管T4的栅极直接
连接电压检测控制电路102的第二输出端110，同时连接稳压二极管D4的阴极，
MOS管T4的源极连接稳压二极管D4的阳极，形成第二开关109的一端，并连接
负端子105，MOS管T4的漏极就是前文所述的第二开关109的另一端，连接第三
电容C3的另一端(电解电容负极)。
第二开关109中稳压二极管D3的稳压值加上NPN型三极管T1饱和压降要求
小于MOS管T2以及T3的栅、源极开启电压VGS。
根据技术方案，第二预设值比第一预设值的电压值低。第一开关103、第二开
关109的工作原理同第一实施实施例中相关的工作原理。
当直流电压小于第二预设值时，第一开关103和第二开关109都导通，第一
电容C1、第二电容C2、第三电容C3全部接入电路，本发明的滤波电路获得最大
滤波容量。
而当直流电压在第二预设值以上，小于第一预设值时，第一开关103导通,第
二开关109断开，第一电容C1、第二电容C2接入电路，耐压最低的第三电容C3
被断开；滤波作用仍靠耐压最高的第一电容C1、耐压较高的第二电容C2并联承
担，这时因为直流电压较高，不需要最大的滤波容量，整个开关电源电路仍可较
好工作。
而当直流电压在第一预设值以上，第一开关103、第二开关109断开，耐压较
低的第二电容C2、耐压最低的第三电容C3全部被断开；滤波作用仍靠耐压较高
的第一电容C1承担，这时因为直流电压很高，只需要很小的滤波容量，整个开关
电源电路仍可较好工作。
下面，以一组实际数据说明本发明带来的有益效果，图15电路中，电阻R1、
电阻R5、电阻R6为3.9MΩ、电阻R2为56KΩ、电阻R7为100KΩ，电阻R3、电
阻R8为10MΩ、电阻R4为2MΩ，电容C4为223/630V的CBB电容、NPN型三
极管T1、T3为2N3904，N沟道的MOS管T2、T4为2SK3532，稳压二极管D2、
D4为0.5W10V稳压管，稳压二极管D3为5只1N4148串联获得，电容C1为
22uF/400V电容按图6串联所得，串联后的容量为11uF，品牌同为日本NCC的同
系列电容，电容C2也为同品牌的22uF/400V电解电容，电容C3为68uF/250V同
品牌电解电容。
电路焊好后，实测第一预设值为399V左右，第二预设值为224V左右，调节
电阻R1或R2、R6或R7可以分别调节第一预设值、第二预设值的值。即端电压
UL在小于224V时，滤波容量为68uF+22uF+11uF=101uF；端电压UL在224V以
上时，小于399V时，滤波容量为22uF+11uF=101uF；端电压UL在399V以上时，
滤波容量为11uF；实测在不同的电压下，本发明电路提供的滤波容量和下表五：
表五
从上表可以看到，本发明在极宽的电压范围内，都比计算出来的CL容量最小
值要大，完全可以满足使用需求。
背景技术中的成本为17.6元，由于增加一些元件，再来看看本发明电路的总
成本，参见表六：
表六
从表五可以看出，成本从17.6元下降至10.12元，本发明的成本是背景技术
中的成本的57.5%，下降了42.5%。
故第四实施例仍可实现发明目的。
图15的电路中，把电阻R4换为一只二极管，电路就会成为第一种工作方式：
检测正端子和负端子之间的直流电压的峰值，一样可以实现发明目的。
事实上，本发明用在开关电源上时，完全可以利用开关电源给主控芯片供电
的辅助电源来给继电器供电，同时，可以用TL431这种可调节精密并联稳压器来
检测电压，就这是第五实施例、第六实施例示出的电路。
第五实施例
图16中200部分示出了第五实施例的原理图，和第一实施例不同的是，R3
的一端(图中的111)原来是连接正端子104的，现改为连接在开关电源给主控芯片
供电的辅助电源上，辅助电源电压值UA一般在7V至28V之间，如广为流行准谐
振方案NCP1336，它的辅助电源为15V至28V，视不同的主控芯片而不同。
NPN型三极管T1被IC1取代，IC1为TL431这种可调节精密并联稳压器，也
是一种集成电路，它有三个引脚：阳极A、阴极K、参考端R。分别取代NPN型
三极管T1的发射极、集电极、基极。
其它连接关系完全同第一实施例，这里不再详说。调节电阻R1和R2的比值，
使得在第一预设值时，集成电路IC1的参考端R的电压为标称的参考电压，一般
为2.50V左右，注意：也有1.25V左右的型号的TL431。
当输入电压UAC产生的直流电压小于第一预设值时，集成电路IC1的参考端R
的电压小于标称的参考电压2.50V，这时集成电路IC1的阴极K只消耗0.4mA以
下的电流，电阻R3可以这样选取：
R 3 ≤ U A - U D 2 0.4 mA ]]>…………………………………………………式(6)
其中，UA为辅助电源电压值，UD2为稳压二极管D2的稳压值，0.4mA为TL431
的最小工作电流，不同厂家的TL431最小工作电流略有不同，可以调整0.4mA这
个值重新代入式(6)。
这时由于集成电路IC1消耗0.4mA以下的电流，稳压二极管D2基本处于即
将稳压的状态，若电阻R3取小一点，稳压二极管D2处于稳压的状态，那么这时
MOS管T2的栅极至源极由于电压高，MOS管T2导通，电容C2接入电路。
当输入电压UAC经整流产生的直流电压在第一预设值以上时，集成电路IC1
的参考端R的电压大于标称的参考电压2.50V，这时集成电路IC1的阴极K消耗
很大的电流，这个电流直到阴极K下降至2.50V才稳定下来，这是TL431的固有
特性。那么这时MOS管T2的栅极至源极电压由于才2.50V，低于开启电压，MOS
管T2不导通，电容C2没有参与滤波。
若MOS管T2的栅极至源极开启电压的开启电压低于2.5V，集成电路IC1的
参考端的标称的参考电压选取1.25V对应的型号即可。
同样，若电阻R3用一只几毫安的恒流管、恒流电路取代，电路的工作能耗进
一步降低。
把本例中电路略加改进，用继电器替代MOS管T2，这就是第六实施例示出
的电路。
第六实施例
图17中200部分示出了第六实施例的原理图，和第五实施例不同的是，继电
器RLY的常闭触点取代了原MOS管的漏极和源极，在电阻R3上并联上电阻R9
和PNP型三极管T5，PNP型三极管T5的发射极连接111端，基极通过电阻R9
连接集成电路IC1的阴极K，PNP型三极管T5的集电极为第一输出端108，连接
继电器RLY的线圈绕组，线圈绕组的另一端连接整流电路100的输入负，即负端
子105，也是辅助电源的地线。
当输入电压UAC产生的直流电压小于第一预设值时，集成电路IC1的参考端R
的电压小于标称的参考电压2.50V，这时集成电路IC1的阴极K只消耗0.4mA以
下的电流，电阻R3取得较小，确保PNP型三极管T5不导通，这时继电器RLY
不吸合，其常闭触点处于连通状态，电容C2接入电路；
当输入电压UAC产生的直流电压在第一预设值以上时，集成电路IC1的参考
端R的电压大于标称的参考电压2.50V，这时集成电路IC1的阴极K消耗很大的
电流，这个电流直到阴极K下降至2.50V才稳定下来。那么这时在电阻R3产生的
压降很大，先选取合适的R9，确保PNP型三极管T5的输出电流足以驱动继电器
RLY动作，继电器RLY吸合后，这时继电器RLY的常闭触点处于断开状态，电
容C2没有参与滤波。
从而实现本发明的目的。一般情况下，继电器RLY的线圈绕组会并联上一只
二极管用于吸收继电器RLY在释放时产生的高压；也可以在其常闭触点中串入
NTC热敏电阻，防止在电容在并入电路或从电路中断开时产生的浪涌冲击电流。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视
为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，把本发明电路的基本
拓扑中加入不同的控制策略和电压检测策略，如借助辅助电源的低电压，用运算
放大器来检测电压，可以进一步得到各种相似的电路，适应其它的工作环境，在
不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也
应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权
利要求所限定的范围为准。