一种同步整流变换器技术领域
本发明涉及直流-直流变换技术领域，特别涉及一种同步整流变换器。
背景技术
直流-直流（DC/DC）变换是将一个既有的直流电压变换成电路所需的另
一个直流电压，也称为直流斩波。近年来，电子技术的发展，使得电路的工
作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消
耗，但也给电源设计提出了新的难题：传统的二极管整流电路已无法满足实
现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器
提高效率的瓶颈。
同步整流技术就是为解决上述问题，而在DC/DC变换器中采用的一项新
技术。同步整流技术采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二
极管以降低整流损耗；能大大提高DC/DC变换器的效率。
较为常见的一种DC/DC变换器中是采用脉冲宽度调制（Pulse Width
Modulation，简称PWM），PWM技术在开关变换器中的应用已经非常成熟，
采用该技术的DC/DC变换器的开关器件以固定频率工作，在每个开关周期中
开关器件导通一段时间，称为ton，这段导通时间与开关周期T的比值称为占
空比D，即D=ton/T。根据开关变换器的理论，变换器的输出电压Vo与变换
器的输入电压Vi和占空比D具有一定的关系，通常可以用变换器的输出电压
公式来表示；电压输出公式随拓扑形式的不同而不同。
不过采用同步整流技术的DC/DC变换器具有能量可以双向流动的特点。
在实际应用中，能量的反向流动可能会造成某些不良的影响，尤其是当变换
器在预偏置的情况下开机时，即在DC/DC变换器输出端已经存在一定电压的
情况下开机时，可能会产生较大的反向电流。产生上述问题的原因在于，大
多数变换器中，为了获得平滑启动的效果，通常会配置软启动电路，使得变
换器开机后的占空比逐渐增大，所以在刚开机时占空比往往很小，小的占空
比不足以使得输入电压和输出电压达到平衡，在数学上也可以认为是占空比
与输入电压和输出电压之间关系的不协调导致了电压输出公式不成立；在这
样的情况下就会产生较大的反向电流。反向电流太大可能造成变换器的器件
应力过大而导致失效，也可能造成输出电压跌落过大而影响负载电路的正常
运行。
为解决这一技术问题，目前已经提出一种通过改造反馈控制电路来改善
预偏置时开机的反向电流冲击的技术方案。反馈控制电路的作用就是监视输
出电压，如果输出电压低于目标值，就增大占空比来提高输出电压，如果输
出电压超过了目标值，就减小占空比来降低输出电压，最终使得输出电压稳
定在目标值。但是在不开机的状态下，输出电压（即外部电路造成的预偏置
电压）并不会受反馈控制电路的控制；因此，如果不开机状态下的输出电压
大于目标值，反馈控制电路就不断减小占空比直到零，如果不开机状态下的
输出电压小于目标值，反馈控制电路就不断增大占空比直到最大。因此在开
机时，占空比要么是最小要么是最大，而不会是一个适当的中间值。所以不
开机状态下的占空比仍会存在与输入电压和输出电压严重不匹配的情形。虽
然反馈控制电路随后能够将占空比调整为一个合适的值，但由于反馈控制电
路的调整速率相比变换器的开关频率而言是很低的，所以成功调整占空比必
然是经历了多个开关周期之后，延迟明显。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种同步整流变换器及预设占空比方
法，通过计算得到预偏置情况下合适的占空比，并通过调节调制信号使得所
述变换器以该占空比开机或开机后立刻达到该占空比，避免了能量的反向流
动并且基本上消除了调节占空比的延迟。
为实现上述目的，本发明具体技术方案如下：
一种同步整流变换器，所述同步整流变换器具体为：
电流设定电路连接时钟信号开关的第一端和锯齿波电容的第一端；时钟
信号开关的第二端和锯齿波电容的第二端均接地；锯齿波电容的第一端接入
比较器电路的负输入端；电压设定电路、软启动电路和限制电路依次串联后，
通过限制电路连接比较器电路的正输入端；反馈控制电路连接比较器电路的
正输入端；所述比较器电路生成占空比信号，所述反馈控制电路连接输出电
压Vo；
所述电压设定电路为软启动电路赋予软启动充电电压初始值。
所述变换器还包括第一信号处理电路和第二信号处理电路，具体为：
所述锯齿波电容利用第一信号处理电路生成第一比较信号并发送到比较
器电路；
所述反馈控制电路利用第二信号处理电路生成第二比较信号并发送到比
较器电路；
所述比较器存在开关周期，在一个开关周期当中，当第一比较信号的电
压低于第二比较信号的电压，则比较器导通；当第一比较信号的电压高于第
二比较信号的电压，则比较器关闭。
所述锯齿波电容的第一端接入比较器电路的负输入端具体为：
锯齿波电容的第一端通过第一信号处理电路接入比较器电路的负输入
端；所述第一信号处理电路包括第一线性放大衰减电路和/或第一直流偏移电
路。
所述反馈控制电路连接比较器电路的正输入端具体为：
反馈控制电路通过第二信号处理电路连接比较器电路的正输入端；所述
第二信号处理电路包括第二线性放大衰减电路和/或第二直流偏移电路。
所述同步整流变换器电路的参数满足以下关系式：
gm·k1·T＝k·k2·CSW0且k2·VB+VB2=VZD；其中gm为电流设定电路的跨导，
k1为第一信号处理电路的线性放大倍数，k2为第二信号处理电路的线性放大
倍数，k为电压设定电路的线性放大倍数，T为比较器的开关周期，CSW0为锯
齿波电容的电容值，VB为电压设定电路的输出直流偏移，VB2为第二信号处
理电路的输出直流偏移，VZD为第一比较信号的谷底电压值。
所述电流设定电路具体为：
电流设定电路包括单电阻，或电流设定电路包括跨导放大器；电流设定
电路与输入电压和/或输出电压相连。
当所述同步整流变换器采用Buck拓扑，则所述电压设定电路具体为，第
二电阻的第一端连接输出电压，第三电阻的第一端连接第一偏移电压；第二
电阻的第二端与第三电阻的第二端相连，并连接第一运算放大器的正输入端；
第一运算放大器的负输入端连接其自身输出端，并连接第一电流调节电阻的
第一端；第一电流调节电阻的第二端连接软启动电路。
当所述同步整流变换器采用Boost拓扑，则所述电压设定电路具体为第四
电阻的第一端连接输出电压，第五电阻的第一端连接第二偏移电压；第四电
阻的第二端与第五电阻的第二端相连，并连接第二运算放大器的正输入端；
第六电阻的第一端连接输入电压，第二端连接第二运算放大器的负输入端；
第七电阻的第一端连接第六电阻的第二端，第七电阻的第二端连接第二运算
放大器的输出端；第二运算放大器的输出端同时连接第二电流调节电阻的第
一端；第二电流调节电阻的第二端连接软启动电路。
所述电压设定电路还包括：
二极管和/或开机信号装置。
所述软启动电路包括：
软启动电容与软启动充电电路，软启动电容的第一端连接软启动充电电
路，第二端接地；并且软启动电容的第一端连接电压设定电路与限制电路。
根据以上技术方案可知，本发明存在的有益效果是：通过所述电压设定
电路赋予软启动充电电压值一定的初始值，使得预偏置开机之初所述装置电
路中即存在一定的占空比，并且通过调整所述装置电路中的参数，实现在预
偏置开机过程中，占空比与输入电压及输出电压始终保持平衡，避免了能量
的反向流动，而且不存在占空比的调节延迟。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实
施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面
描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不
付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例所述同步整流变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例所述同步整流变换器参数波形图；
图3为本发明另一实施例所述同步整流变换器结构示意图；
图4为本发明另一实施例的扩充方案中电压设定电路结构示意图；
图5为本发明另一实施例的另一扩充方案中电压设定电路结构示意图；
图6为本发明又一实施例所述同步整流变换器结构示意图；
图7为本发明又一实施例的扩充方案中电压设定电路结构示意图；
图8为本发明又一实施例的另一扩充方案中电压设定电路结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发
明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，
显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于
本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获
得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参照图1所示为本发明所述同步整流变换器的电路图。
本发明所述同步整流变换器采用PWM技术，PWM具有特定的开关周期，
也就是说PWM周期性导通和关闭；本实施例中用T表示PWM的开关周期，
用ton表示每个周期当中PWM处于导通状态的时间，以D表示PWM的占空
比；则D=ton/T。PWM通过改变导通时间ton的长度而将占空比D调整到合
适的数值。
在同步整流变换器中，占空比D起到平衡输入电压Vi和输出电压Vo的
作用；上述关系可以用电压输出公式来表示，也就是三者满足电压输出公式
则认为输入电压Vi和输出电压Vo达到平衡。对于三种基本拓扑变换器，即
Buck、Boost和Buck-Boost三种拓扑变换器，电压输出公式分别如下：
Buck：Vo＝Vi·D
Boost： Vo = Vi 1 - D ]]>
Buck-Boost： Vo = Vi · D 1 - D ]]>
基本拓扑的变换器可以演变为多种隔离型拓扑的变换器，例如由Buck变
换器可以演变为正激即Forward、推挽即Push-Pull、半桥即Half-Bridge和全
桥即Full-Bridge等隔离型拓扑的变换器，由Buck-Boost变换器可以演变为反
激即Fly-back拓扑的变换器。上述经过演变得到的变换器的输出电压公式与
基本拓扑变换器相比，需要增加一个变压器匝数比的系数，即变压器原边匝
数表示为Np，副边匝数表示为Ns，则上述演变得到的变换器的输出电压公式
如下：
正激、推挽、半桥和全桥：
反激： Vo = Vi · D 1 - D · Ns Np ]]>
以上概念及电压输出公式为本领域技术人员所公知，此处对上述公知技
术进行说明是为了方便对本发明所述变换器的技术方案进行描述。
对上述电压输出公式进行整理后，可以得到一系列的占空比表达式，也
就是说可以将占空比D表示为：
Buck： D = Vo Vi ]]>
Boost： D = Vo - Vi Vo ]]>
Buck-Boost： D = Vo Vi + Vo ]]>
正激、推挽、半桥和全桥：
反激： D = Vo · Np ( Vi + Vo ) · Ns ]]>
为便于表达，在数学上可以将占空比D表示为：
D = V NUM V DEN ]]>
其中VNUM被称为分子电压；VDEN被称为分母电压；二者都是输入电压
Vi和/或输出电压Vo的函数。例如，在Boost拓扑的情况下，VNUM=Vo-Vi；
VDEN=Vo。所以，由上述过程可知，在已知输入电压Vi和输出电压Vo的情况
下，就一定存在一个使得二者平衡的占空比目标值。也就是说，所述同步整
流变换器在预偏置情况下开机时，所述预偏置电压即被认为是输出电压Vo，
输入电压Vi在具体电路中为已知，则必然存在一个预偏置情况下开机所需要
的占空比目标值。
如图1所示，本实施中所述同步整流变换器的电路结构如下：
电流设定电路ISET连接时钟信号开关CLK的第一端和锯齿波电容CSW
的第一端；时钟信号开关CLK的第二端和锯齿波电容CSW的第二端均接地；
锯齿波电容CSW的第一端接入比较器电路PWM的负输入端；电压设定电路
VSET、软启动电路SS和限制电路BUF依次串联后，通过限制电路BUF连
接比较器电路PWM的正输入端；反馈控制电路FB连接比较器电路PWM的
正输入端；所述比较器电路PWM生成占空比信号，所述反馈控制电路FB连
接输出电压Vo；
本实施例所述同步整流变换器得到占空比D的工作过程如下：
在PWM每个开关周期的初始时处于导通状态，而时钟信号开关CLK处
于断开状态；
电流设定电路ISET对输入电压Vi和输出电压Vo进行采样得到分母电压
VDEN，并利用所述分母电压VDEN生成锯齿波充电电流ISW，由于时钟信号开
关CLK处于断开状态，则锯齿波充电电流ISW对锯齿波电容CSW充电；利用
充电后的锯齿波电容CSW第一端电压生成一个电信号，被称为第一比较信号
VP1；即为锯齿波信号VSW（也就是说锯齿波信号VSW本质上是电压信号），
PWM的负输入端接收锯齿波信号VSW；
在所述同步整流变换器正常工作的情况下，反馈控制电路FB将生成第二
比较信号VP2，并将其控制在某个数值上，PWM的正输入端接收第二比较信
号VP2（第二比较信号VP2实质上是电压信号）。
PWM对第一比较信号VP1和第二比较信号VP2进行比较；在VP1>VP2和
VP1<VP2两种状态下输出不同的电平信号；即在VP1<VP2时，PWM一直处于
导通状态，直到VP1>VP2，PWM关闭。锯齿波充电电流ISW对锯齿波电容CSW
充电的过程中，第一比较信号VP1从起始电压值开始逐渐增大，其起始电压值
称为零占空比电压值VZD，VZD也被称为第一比较信号的谷底电压值，也就是
锯齿波电容CSW在电路中未充电时的电压值；当第一比较信号VP1的电压值超
过了第二比较信号VP2，则PWM从导通状态切换到断开状态，PWM一个开
关周期内的导通时间结束。
时钟信号开关CLK在PWM断开之后、PWM开始下一个开关周期之前
的某个时间点上闭合，从而对锯齿波电容CSW放电，使得第一比较信号VP1
在PWM的下个开关周期之前回到零占空比电压值VZD；并且时钟信号开关
CLK在第一比较信号VP1回到零占空比电压值VZD之后、PWM开始下一个开
关周期之前的某一个时间点上重新断开。
按照上述过程可见，PWM的导通时间ton也就是第一比较信号VP1从零
占空比电压值VZD开始上升，直到达到第二比较信号VP2所需的时间，所以当
第二比较信号VP2越低，则ton时间越短，占空比越小，反之亦然成立。所述
同步整流变换器即是采用此原理通过控制第二比较信号VP2的大小来影响占
空比D。并且一般而言，PWM只有在第二比较信号VP2大于零占空比电压值
VZD时才能生成占空比信号，当第二比较信号VP2等于零占空比电压值VZD，
占空比恰好为0。
以上为本发明所述同步整流变换器在正常运行过程中的工作原理，在正
常运行过程中利用所述反馈控制电路FB对第二比较信号VP2进行控制。反馈
控制电路FB控制第二比较信号VP2的方式与现有技术一致，在此不作赘述。
本发明所述同步整流变换器在预偏置开机的过程中，对于第二比较信号
VP2的控制不再通过反馈控制电路FB，而是采取电压设定电路VSET及软启
动电路SS控制第二比较信号VP2，具体过程如下：
电压设定电路VSET对输入电压Vi和输出电压Vo进行采样得到分子电压
VNUM，并利用所述分子电压VNUM赋予软启动充电电压VSS一定的初始值；软
启动充电电压VSS通过限制电路BUF对第二比较信号VP2起到限制的作用，
即第二比较信号VP2不大于软启动充电电压VSS。在软启动充电电压VSS具有
一定初始值的情况下开机，则第二比较信号VP2同样会具有一定的开机初始
值，第二比较信号VP2的初始值被称为VP20；VP20不大于软启动充电电压VSS
的初始值。
开机过程中软启动充电电压VSS逐渐增大，第二比较信号VP2也同样随之
增大。直到所述同步整流变换器的预偏置开机过程结束后，进入正常工作状
态，反馈控制电路FB接替电压设定电路VSET与软启动电路SS对第二比较
信号VP2进行控制，上述接替过程在现有技术中已经采用。
在现有技术中，由于不存在电压设定电路VSET，所以不能赋予软启动充
电电压VSS初始值，所以启动之初的第二比较信号VP2电压值很小，甚至不大
于零占空比电压值VZD；导致了现有的同步整流变换器在预偏置开机的情况下
无法达到一个合适的占空比。本实施例在启动过程中，由电压设定电路VSET
赋予软启动充电电压VSS一定的初始值，从而使得第二比较信号VP2在一个较
合适的初始电压值VP20之下开机，实现了所述同步整流变换器开机之初即存
在一个合理的占空比。
此外，需要说明的是，本实施例中所述第一比较信号VP1与第二比较信号
VP2可以采用以下方式取得：
在锯齿波电容CSW第一端与PWM负输入端之间加入第一信号处理电路
SP1；在反馈控制电路FB与PWM正输入端之间加入第二信号处理电路SP2。
锯齿波电容CSW第一端的电压被称为锯齿波信号VSW，锯齿波信号VSW
经过第一信号处理电路SP1处理得到第一比较信号VP1。其处理过程具体为：
第一比较信号VP1与锯齿波信号VSW符合关系式VP1=k1·VSW+VB1，式中k1代
表第一信号处理电路SP1的线性放大倍数，VB1代表第一信号处理电路SP1的
输出直流偏移。
反馈控制电路FB采样变换器的输出电压Vo，并产生反馈信号VFB，反馈
信号VFB经过第二信号处理电路SP2处理后得到第二比较信号VP2。其处理过
程具体为：第二比较信号VP2与反馈信号VFB符合关系式VP2=k2·VFB+VB2，式
中k2代表第二信号处理电路SP2的线性放大倍数，VB2代表第二信号处理电路
SP2的输出直流偏移。
值得指出的是，第一信号处理电路SP1或第二信号处理电路SP2均具有多
种可能的电路形式，一般而言完整的信号处理电路包含线性放大或衰减电路
与直流偏移电路，线性放大或衰减电路决定线性放大倍数k1与k2，直流偏移
电路决定输出直流偏移VB1与VB2；但实际情况下，上述两个信号处理电路既
可以仅含有线性放大或衰减电路，即输出直流偏移为零；也可以仅含有直流
偏移电路，即线性放大倍数为1；甚至可以省略信号处理电路，即输出直流偏
移为零且线性放大倍数为1。并且两个信号处理电路之间互无关联，二者可以
采用相同或不同的实际结构，对整体方案不构成影响。
还需要说明的是，所述同步整流变换器在启动的过程中，软启动充电电
压VSS通过限制电路BUF直接限制反馈信号VFB，使反馈信号VFB不大于软
启动充电电压VSS；实际上在启动过程中反馈信号VFB一直与软启动充电电压
VSS相等，所以根据上述关系式可以得知VP2=k2·VSS+VB2；则当软启动充电电
压VSS的初始值为VSS0，则VP20=k2·VSS0+VB2。
参照图2所示为本实施例中主要参数的波形图，波形图横轴的端点表示
所述同步整流变换器开机的时刻，即t=0。本实施例中，具体需要如何设定第
二比较信号VP2的初始值VP20，需要经过以下的数学计算过程：
锯齿波电容CSW被充电的过程中，锯齿波信号VSW电压上升的斜率为rSW；
则其中ISW为锯齿波充电电流，CSW0为锯齿波电容CSW的电
容值；
锯齿波信号VSW经过第一信号处理电路SP1处理后得到第一比较信号
VP1，第一信号处理电路SP1的线性放大倍数为k1，则第一比较信号VP1的电
压上升斜率为rP1；
具体的， r P 1 = r SW · k 1 = I SW C sw 0 · k 1 ; ]]>
根据三角形几何关系可知，PWM的导通时间ton取决于第二比较信号VP2
与零占空比电压VZD的差值大小以及第一比较信号的上升斜率rP1；
具体公式为： ton = V P 2 - V ZD r P 1 ; ]]>
并且根据之前的描述可知，VP2＝k2·VSS+VB2
整理以上三个关系式，可以得到：
则 D = ton T = ( k 2 · V SS + V B 2 - V ZD ) · C sw 0 k 1 · I SW · T ]]>
另一方面，由于在之前的论述中得到，
联立以上两个关系式，则得到公式（1）：
也就是得到了当输入电压、输出电压与占空比D达到平衡的情况下，分
子电压VNUM、分母电压VDEN、软启动充电电压VSS及锯齿波充电电流ISW四
者的关系表达式（其余各项均为电路本身参数）。
由于在本发明中，电流设定电路ISET对输入电压Vi和输出电压Vo进行
采样得到分母电压VDEN，并利用所述分母电压VDEN生成锯齿波充电电流ISW；
且电压设定电路VSET对输入电压Vi和输出电压Vo进行采样得到分子电压
VNUM，并利用所述分子电压VNUM赋予软启动充电电压VSS一定的初始值；
所以利用电流设定电路ISET可以实现使得锯齿波充电电流ISW与分母电
压VDEN成正比，即ISW＝gm·VDEN，其中gm代表电流设定电路ISET的跨导；
利用电压设定电路VSET可以实现软启动充电电压VSS的初始值VSS0与
分子电压VNUM成线性关系，即VSS0＝k·VNUM+VB，其中k代表电压设定电路
VSET的线性放大倍数，VB代表电压设定电路VSET的输出直流偏移。
将关系式ISW＝gm·VDEN与VSS0＝k·VNUM+VB代入公式（1）并整理，则得
到一个在软启动充电电压VSS的初始值等于VSS0的情况下的关于分子电压
VNUM与分母电压VDEN的等式即公式（2）：
k · k 2 · C sw 0 gm · k 1 · T · V NUM V DEN + ( k 2 · V B + V B 2 - V ZD ) · C sw 0 gm · k 1 · T · V DEN = V NUM V DEN ; ]]>
通过公式（2）可见，只要满足以下两个条件：gm·k1·T＝k·k2·CSW0且
k2·VB+VB2=VZD；则公式（2）恒成立。在上述两个条件当中，所有项均为同步
整流变换器电路自身参数，也就是说假如所述同步整流变换器自身的参数满
足此两个条件，则无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机
时立刻获得相匹配的占空比。
对此还需要说明的是，同步整流变换器的预偏置电压往往低于正常工作
电压，所以当完成预偏置开机过程之后，同步整流变换器的输出电压Vo还需
要继续上升达到其最终的标准输出电压。所以在这一过程中，软启动充电电
压VSS同样需要从初始值VSS0开始逐渐上升，以确保占空比的稳步增大。所
述软启动电路SS中包括软启动电容CSS，软启动电容CSS充电得到的电压即
软启动充电电压VSS。本实施例中电压设定电路VSET与软启动电容CSS相连，
必须考虑到开机之后电压设定电路VSET对软启动充电电压VSS产生的影响。
也就是说，电压设定电路VSET在开机之初利用分子电压VNUM赋予了软启动
充电电压VSS初始值VSS0，但当软启动充电电压VSS持续上升后，电压超过了
VSS0时，若没有对电压设定电路VSET进行过特别的处理，则软启动电容CSS
将对电压设定电路VSET放电，以至于影响到整体的技术方案。
本实施例中主要通过一下三种途径解决上述问题：
一种办法是通过制定电压设定电路VSET的相关参数，使其赋予的软启
动充电电压初始值VSS0略大于使公式（1）成立的软启动充电电压VSS的理论
值，所以开机后电压设定电路VSET还能够持续的向软启动电容CSS充电，不
产生能量的回流。
第二种办法是通过制定电压设定电路VSET的相关参数，使其赋予的软
启动充电电压初始值VSS0略小于使公式（1）成立的软启动充电电压VSS的理
论值，并将电压设定电路VSET制作成单向电流输出电路，即其输出端只能
输出电流，不能吸收电流。
第三种办法是在电压设定电路VSET中增加一个开机信号装置，利用开
机信号装置发出开机信号，所述开机信号禁止电压设定电路VSET在完成开
机过程后继续对软启动电容CSS充电或放电。
参见图3所示，为本发明所述同步整流变换器的另一个具体实施例，本
实施例中，所述同步整流变换器的拓扑形式为Buck。
在Buck变换器中，Vo＝Vi·D；即也就是说分子电压VNUM=Vo，
分母电压VDEN=Vi；
所以本实施例中电流设定电路ISET只对输入电压Vi采样；电压设定电
路VSET只对输出电压Vo采样。
本实施例中具体给出了在Buck变换器中，电流设定电路ISET、电压设
定电路VSET及其他部分电路的具体形式。具体如下：
电流设定电路ISET包括第一电阻R1；第一电阻R1的第一端连接输入电
压Vi，第一电阻R1的第二端连接时钟信号开关CLK的第一端和锯齿波电容
CSW的第一端；时钟信号开关CLK的第二端和锯齿波电容CSW的第二端均接
地；锯齿波电容CSW的第一端还连接第一信号处理电路SP1；第一信号处理电
路SP1接入PWM负输入端；
电压设定电路VSET具体包括，第二电阻R2，其第一端连接输出电压Vo，
第三电阻R3，其第一端连接第一偏移电压VBIAS1；第二电阻R2的第二端与第
三电阻R3的第二端相连，并连接第一运算放大器OA1的正输入端；第一运算
放大器OA1的负输入端连接其自身输出端，并连接第一电流调节电阻RSS1第
一端；
第一电流调节电阻RSS1的第二端连接软启动电容CSS的第一端，软启动电
容CSS的第一端同时连接软启动充电电路ISS与限制电路BUF的输入端；软启
动电容CSS的第二端接地；本实施例中所述软启动电容CSS与软启动充电电路
ISS构成软启动电路SS；
限制电路BUF的输出端连接第二信号处理电路SP2；同时反馈控制电路
FB的输出端连接第二信号处理电路SP2，反馈控制电路FB的输入端同样连接
输出电压Vo；第二信号处理电路SP2接入PWM正输入端。
本实施例所述同步整流变换器电路的工作原理与图1所示实施例中一致，
在此不作赘述，其参数的数学计算如下：
本实施例中所述电流设定电路ISET只包括第一电阻R1，在输入电压Vi
远大于锯齿波信号VSW的电压时，可以近似认为锯齿波充电电流ISW与输入电
压Vi成正比，即：
其中Ω1代表第一电阻R1的电阻值；gm代表电流设定电路ISET
的跨导。
另外本实施例中电流设定电路ISET同样可以采用其他的具体形式，例如
采用跨导放大器来。跨导放大器可以更加精确的获取与分母电压VDEN成正比
的锯齿波充电电流ISW，不需要再取近似值。但其缺点电路结构复杂，适用性
相比单电阻较差，成本也更高。实际应用中可以根据需要选择单电阻或跨导
放大器，以及其他任何能够实现类似功能的电路设备。
在电压设定电路VSET中，需要说明的是，本实施例中引入的第一偏移
电压VBIAS1，所述VBIAS1经过第二信号处理电路SP2的处理，并叠加第二信号
处理电路SP2的输出直流偏移VB2，二者叠加后的数值等于第一比较信号的谷
底电压值VZD，从而消除了第一比较信号的谷底电压值VZD对于电路的干扰，
也就是说第一偏移电压VBIAS1起到的作用相当于调零电路。
对于本实施例中所述电压设定电路VSET，根据电路原理可以得到，本实
施例中软启动充电电压VSS的初始值VSS0满足以下关系式：
V SS 0 = Ω 3 Ω 2 + Ω 3 · V o + Ω 2 Ω 2 + Ω 3 · V BIAS 1 ; ]]>
这也就表示电压设定电路VSET的线性放大倍数电压设定电
路VSET的输出直流偏移
其中Ω2代表第二电阻R2的电阻值；Ω3代表第三电阻R3的电阻值。
所以将本实施例中的参数，代入图1所示实施例中使公式（2）成立的两
个条件，即得到本实施例中使公式（2）成立的两个条件如下：
1 Ω 1 · k 1 · T = Ω 3 Ω 2 + Ω 3 · k 2 · C sw 0 ]]>且 k 2 · Ω 2 Ω 2 + Ω 3 · V BIAS 1 + V B 2 = V ZD ; ]]>
以上公式中，与图1所示实施例相同字母表示的参数即是相同的参数。
本实施例中，k1、k2、VB2和VZD都是电路的确定参数值，开关周期T依
据功率电路的设计要求选定。而Ω1、Ω2、Ω3、CSW0和VBIAS1则具有相当大
的设计自由度，只要选择合适的器件和参数，就可以使得这两个条件成立，
实现无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机时立刻获得相
匹配的占空比。
还需要说明的是，本实施例中所述电压设定电路VSET避免软启动电容
CSS能量回流采用的是图1所示实施例中所述三种解决途径中的第一种。也就
是本实施例中所述电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值VSS0略
大于使公式（1）成立的软启动充电电压VSS的理论值，开机后电压设定电路
VSET还能够通过第一电流调节电阻RSS1持续的向软启动电容CSS充电。
本实施例中，若采取其他两种解决途径，则需要相应的修改本实施例中
电压设定电路VSET的结构。具体如下：
参见图4所示，将第一电流调节电阻RSS1替换为二极管D1，二极管D1
的阳极连接第一运算放大器OA1的输出端，阴极连接第一运算放大器OA1
的负输入端并同时连接软启动电容CSS的第一端；通过电路器件的参数选择，
使电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值VSS0略小于使公式（1）
成立的软启动充电电压VSS的理论值。这也就使得电压设定电路VSET的输
出端只输出电流，不吸收电流；当变换器开机后，软启动电容CSS由软启动
充电电路ISS继续提供充电电流，而电压设定电路VSET因为输出电压低于
VSS电压而自然反偏关闭。以上为所述第二种解决途径。
参见图5所示，在图4所示电压设定电路VSET的基础上，进一步增加
一个开机信号装置START，开机信号装置START的第一端连接第二电阻R2
的第二端，开机信号装置START的第二端接地。在开机过程完成之后，开机
信号装置START强制电压设定电路VSET输出低电平，因此电压设定电路
VSET就会因输出电压低于VSS电压而反偏关闭。图5所示的电压设定电路
VSET赋予的软启动充电电压初始值VSS0可以略大于、略小于或等于使公式
（1）成立的软启动充电电压VSS的理论值。
参见图6所示为本发明所述同步整流变换器公开又一个具体实施例。本
实施例中，所述同步整流变换器的拓扑形式为Boost。
在Boost变换器中，即也就是说分子电压
VNUM=Vo-Vi，分母电压VDEN=Vo；
所以本实施例中电流设定电路ISET只对输入电压Vo采样；电压设定电
路VSET对输入电压Vi与输出电压Vo同时采样。
本实施例中所述同步整流变换器的电路结构大体上与图3所示实施例一
致，除以下部分稍作调整，具体为：
本实施中第一电阻R1的第一端连接输出电压Vo；
本实施例中所述电压设定电路VSET具体如下，第四电阻R4的第一端连
接输出电压Vo，第五电阻R5的第一端连接第二偏移电压VBIAS2；第四电阻R4
的第二端与第五电阻R5的第二端相连，并连接第二运算放大器OA2的正输入
端；第六电阻R6的第一端连接输入电压Vi，第二端连接第二运算放大器OA2
的负输入端；第七电阻R7的第一端连接第六电阻R6的第二端，第七电阻R7
的第二端连接第二运算放大器OA2的输出端；第二运算放大器OA2的输出端
同时连接第二电流调节电阻RSS2的第一端；第二电流调节电阻RSS2的第二端
连接软启动电容CSS的第一端。
本实施例所述同步整流变换器的其余部分电路与图3所示完全相同，工
作原理也与图3所示实施例一致，在此不作赘述。本实施例中引入的第二偏
移电压VBIAS2，所述VBIAS2经过第二信号处理电路SP2的处理，并叠加第二信
号处理电路SP2的输出直流偏移VB2，二者叠加后的数值等于第一比较信号的
谷底电压值VZD，从而消除了第一比较信号的谷底电压值VZD对于电路的干
扰，也就是说第一偏移电压VBIAS2起到的作用相当于调零电路。
对于本实施例中所述电压设定电路VSET，根据电路原理可以得到，本实
施例中软启动充电电压VSS的初始值VSS0满足以下关系式：
V SS 0 = Ω 5 Ω 4 + Ω 5 · Ω 6 + Ω 7 Ω 6 · V o - Ω 7 Ω 6 · V i + Ω 4 Ω 4 + Ω 5 · Ω 6 + Ω 7 Ω 6 · V BIAS 2 ]]>
其中Ω4代表第四电阻R4的电阻值；Ω5代表第五电阻R5的电阻值；Ω6
代表第六电阻R6的电阻值；Ω7代表第七电阻R7的电阻值。
本实施例中为便于计算，在电路器件的选取上，使Ω4=Ω6；Ω5=Ω7。
则上式可以简化为： V SS 0 = Ω 5 Ω 4 · ( V o - V i ) + V BIAS 2 ; ]]>
这也就表示电压设定电路VSET的线性放大倍数电压设定电路
VSET的输出直流偏移VB＝VBIAS2。
所以将本实施例中的参数，代入图1所示实施例中使公式（2）成立的两
个条件，即得到本实施例中使公式（2）成立的两个条件如下：
1 Ω 1 · k 1 · T = Ω 5 Ω 4 · k 2 · C sw 0 ]]>且k2·VBIAS2+VB2＝VZD；
以上公式中，与图3所示实施例相同字母表示的参数即是相同的参数。
本实施例中，k1、k2、VB2和VZD都是电路的确定参数值，开关周期T依
据功率电路的设计要求选定。而Ω1、Ω4、Ω5、CSW0和VBIAS2则具有相当大
的设计自由度，只要选择合适的器件和参数，就可以使得这两个条件成立，
实现无论输入电压与输出电压如何改变，变换器总能够在开机时立刻获得相
匹配的占空比。
还需要说明的是，本实施例中所述电压设定电路VSET避免软启动电容
CSS能量回流采用的是图1所示实施例中所述三种解决途径中的第一种。也就
是本实施例中所述电压设定电路VSET赋予的软启动充电电压初始值VSS0略
大于使公式（1）成立的软启动充电电压VSS的理论值，开机后电压设定电路
VSET还能够通过第二电流调节电阻RSS2持续的向软启动电容CSS充电。
本实施例中，若采取其他两种解决途径，则需要相应的修改本实施例中
电压设定电路VSET的结构。具体如下：
参照图7所示，在图6所示电压设定电路VSET的基础上，去掉第二电
流调节电阻RSS2，替换为第三运算放大器OA3与二极管D2，具体的第二运
算放大器OA2的输出端连接第三运算放大器OA3的正输入端；二极管D2的
阳极连接第三运算放大器OA3的输出端，阴极连接第三运算放大器OA3的负
输入端并同时连接软启动电容CSS的第一端；通过电路器件的参数选择，使
电压设定电路VSET输出电压VSS0略小于公式（1）成立的软启动充电电压
VSS的理论值。这也就使得电压设定电路VSET的输出端只输出电流，不吸
收电流；当变换器开机后，软启动电容CSS由软启动充电电路ISS继续提供充
电电流，而电压设定电路VSET因为输出电压低于VSS电压而自然反偏关闭。
以上为所述第二种解决途径。
参照图8所示，在图7所示电压设定电路VSET的基础上，进一步增加
一个开机信号装置START，开机信号装置START的第一端连接第七电阻R7
的第二端，开机信号装置START的第二端接地。在开机过程完成之后，开机
信号装置START强制电压设定电路VSET输出低电平，因此电压设定电路
VSET就会因输出电压低于VSS电压而反偏关闭。图5所示的电压设定电路
VSET输出电压VSS0可以略大于、略小于或等于使公式（1）成立的软启动充
电电压VSS的理论值。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普
通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润
饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。