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1、(10)申请公布号 CN 102916604 A (43)申请公布日 2013.02.06 C N 1 0 2 9 1 6 6 0 4 A *CN102916604A* (21)申请号 201210418400.5 (22)申请日 2012.10.26 H02M 7/537(2006.01) (71)申请人浙江大学 地址 310027 浙江省杭州市西湖区浙大路 38号 申请人深圳科士达科技股份有限公司 (72)发明人徐德鸿 陈烨楠 杜成瑞 胡光铖 延汇文 (74)专利代理机构杭州求是专利事务所有限公 司 33200 代理人张法高 (54) 发明名称 一种单相逆变器的调制方法 (57) 摘要 本。
2、发明公开的一种单相逆变器的调制方法， 该调制方法通过将调制波全波整流后与锯齿载波 比较，再经上升沿延时与上升沿检测产生桥臂直 通信号与辅助开关信号，在主开关换流期间将直 通信号作用在主开关上，为谐振电感充磁提供续 流回路，以提供足够的谐振能量。本发明结构简 单，能实现工频周期内全范围软开关，所有开关器 件实现零电压开通，开关损耗小，电路效率高，并 能抑制二极管反向恢复，减少电磁干扰。 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书8页 附图7页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 8 页 附图 7 页 1/2页 2 1.一种单相逆变器的调制方。
3、法，其特征在于除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动信 号和直通信号，调制波（2）连接第一比较器（6）的正输入端，三角载波（1）连接第一比较器 （6）的负输入端，第一比较器（6）的输出同时连接第一上升沿延时模块（11）和第一反向器 （9）的输入端，第一反向器（9）的输出端连接第二上升沿延时模块（12）的输入端，第一上升 沿延时模块（11）的输出和直通信号（28）分别连接第一或门（19）的输入端，第二上升沿延 时模块（12）的输出和直通信号（28）分别连接第二或门（20）的输入端，第一或门（19）的 输出即主开关S 1 的驱动信号DRIVE1（24），第二或门（20）的输出即主开关S 4 的驱动信号。
4、 DRIVE1（25）；调制波（2）同时连接第三反向器（3）的输入端，第三反向器（3）的输出端连 接第二比较器（7）的负输入端，三角载波（1）连接第二比较器（7）的正输入端，第二比较器 （7）的输出同时连接第四上升沿延时模块（14）和第二反向器（10）的输入端，第二反向器 （10）的输出端连接第三上升沿延时模块（13）的输入端，第三上升沿延时模块（13）的输出 和直通信号（28）分别连接第三或门（21）的输入端，第四上升沿延时模块（14）的输出和直 通信号（28）分别连接第四或门（22）的输入端，第三或门（21）的输出即主开关S 2 的驱动信 号DRIVE2（26），第四或门（22）的输出即主。
5、开关S 3 的驱动信号DRIVE3（27）；调制波（2）同 时连接全波整流模块（4）的输入端，全波整流模块（4）的输出端连接第三比较器（8）的正输 入端，锯齿载波（5）连接第三比较器（8）的负输入端，第三比较器（8）的输出同时连接第五 上升沿延时模块（15）和第六上升沿延时模块（16）的输入端，第五上升沿延时模块（15）的 输出连接第一上升沿检测模块（17）的输入端，第一上升沿检测模块（17）的输出即直通信 号（28），第六上升沿延时模块（16）的输出连接第二上升沿检测模块（18）的输入端，第二上 升沿检测模块（18）的输出连接第四反向器（23）的输入端，第四反向器（23）的输出即辅助 管S5。
6、的驱动信号DRIVE5（29）。 2.根据权利要求1所述的一种单相逆变器的调制方法，其特征在于所述的三角载波 （1）表达式u tri (t)为： ， 调制波（2）表达式u b1 (t)为： ， 锯齿载波（5）的表达式u saw (t)为： ， 表达式中参数为：调制波幅值U m 、角频率、载波幅值U tri ，三角载波周期T tri ，M、N为整 数。 3.根据权利要求1所述的一种单相逆变器的调制方法，其特征在于所述的第一上升沿 延时模块（11）、第二上升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时模 块（14）、第五上升沿延时模块（15）、第六上升沿延时模块（16）输入信号为。
7、上升沿时，上升 沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块（11）、第二上 权 利 要 求 书CN 102916604 A 2/2页 3 升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时模块（14）的上升沿延时均 为t d1 ，第五上升沿延时模块（15）的上升沿延时为t d2 、第六上升沿延时模块（16）的上升沿 延时为t d3 ，第一上升沿检测模块（17）、第二上升沿检测模块（18）的输入信号为上升沿信号 时输出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平脉冲，第一上升沿检测模块（17）的输出高电 平脉冲时间为t h2 ，第二上升沿检测模块（18）的输出高电平。
8、脉冲时间为t h3 ，其中，第一上升 沿延时模块（11）、第二上升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时 模块（14）的上升沿延时t d1 ，第五上升沿延时模块（15）上升沿延时t d2 、第六上升沿延时模 块（16）上升沿延时t d3 ，第一上升沿检测模块（17）的输出高电平脉冲时间t h2 ，第二上升沿 检测模块（18）的输出高电平脉冲时间t h3 需满足：0t d3 t d2 t d1 t d2 +t h2 t d3 +t h3 。 权 利 要 求 书CN 102916604 A 1/8页 4 一种单相逆变器的调制方法 技术领域 0001 本发明涉及软开关逆变器及。
9、其调制技术，尤其涉及一种单相逆变器的调制方法。 背景技术 0002 逆变器是将直流电转换为交流电的装置，常见的拓扑如单相全桥逆变器，电路工 作在硬开关状态，存在二极管反向恢复现象，期间开关损耗大，限制了工作频率的提高，降 低了电路效率并存在电磁干扰。复合有源箝位技术应用于单相逆变器，能实现器件的零电 压开关，减少开关损耗。在逆变电路中，负载电流幅值随相位变化较大，普通的正弦脉冲宽 度调制方法难以实现全范围软开关。 发明内容 0003 本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种单相逆变器的调制方法。 0004 单相逆变器的调制方法是，除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动信号和直通信 号，调制波连接。
10、第一比较器的正输入端，三角载波连接第一比较器的负输入端，第一比较器 的输出同时连接第一上升沿延时模块和第一反向器的输入端，第一反向器的输出端连接第 二上升沿延时模块的输入端，第一上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第一或门的 输入端，第二上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第二或门的输入端，第一或门的 输出即主开关S 1 的驱动信号DRIVE1，第二或门的输出即主开关S 4 的驱动信号DRIVE1；调制 波同时连接第三反向器的输入端，第三反向器的输出端连接第二比较器的负输入端，三角 载波连接第二比较器的正输入端，第二比较器的输出同时连接第四上升沿延时模块和第二 反向器的输入端，第二反向器的。
11、输出端连接第三上升沿延时模块的输入端，第三上升沿延 时模块的输出和直通信号分别连接第三或门的输入端，第四上升沿延时模块的输出和直通 信号分别连接第四或门的输入端，第三或门的输出即主开关S 2 的驱动信号DRIVE2，第四或 门的输出即主开关S 3 的驱动信号DRIVE3；调制波同时连接全波整流模块的输入端，全波整 流模块的输出端连接第三比较器的正输入端，锯齿载波连接第三比较器的负输入端，第三 比较器的输出同时连接第五上升沿延时模块和第六上升沿延时模块的输入端，第五上升沿 延时模块的输出连接第一上升沿检测模块的输入端，第一上升沿检测模块的输出即直通信 号，第六上升沿延时模块的输出连接第二上升沿检。
12、测模块的输入端，第二上升沿检测模块 的输出连接第四反向器的输入端，第四反向器的输出即辅助管S5的驱动信号DRIVE5。 0005 所述的三角载波表达式u tri (t)为： 0006 ， 0007 调制波表达式u b1 (t)为： 说 明 书CN 102916604 A 2/8页 5 0008 ， 0009 锯齿载波的表达式u saw (t)为： 0010 ， 0011 表达式中参数为：调制波幅值U m 、角频率、载波幅值U tri ，三角载波周期T tri ，M、N 为整数； 0012 所述的第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上 升沿延时模块、第五上升沿延时模块。
13、、第六上升沿延时模块输入信号为上升沿时，上升沿信 号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块、第二上升沿延时 模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块的上升沿延时均为t d1 ，第五上升沿延时模 块的上升沿延时为t d2 、第六上升沿延时模块的上升沿延时为t d3 ，第一上升沿检测模块、第 二上升沿检测模块的输入信号为上升沿信号时输出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平 脉冲，第一上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间为t h2 ，第二上升沿检测模块的输出高电 平脉冲时间为t h3 ，其中，第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、 第四上升沿延时模块的上。
14、升沿延时t d1 ，第五上升沿延时模块上升沿延时t d2 、第六上升沿延 时模块上升沿延时t d3 ，第一上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间t h2 ，第二上升沿检测模 块的输出高电平脉冲时间t h3 需满足：0t d3 t d2 t d1 t d2 +t h2 t d3 +t h3 。 0013 本发明提出的调制方法在桥臂主开关换流阶段，通过桥臂直通为谐振电感充磁提 供续流回路，解决了谐振电感能量不够的问题，能实现工频周期内全范围软开关，所有开关 器件实现零电压开通，开关损耗小，电路效率高，并能抑制二极管反向恢复，减少电磁干扰。 附图说明 0014 图1为单相逆变器的调制方法的产生方式； 0。
15、015 图2为复合有源箝位逆变器电路结构图； 0016 图3为上升沿延时模块的一种实现电路； 0017 图4为上升沿检测模块的一种实现电路； 0018 图5为一个工频周期内各驱动信号波形； 0019 图6为桥臂1调制波大于桥臂2调制波时各驱动信号波形； 0020 图7为桥臂1调制波小于桥臂2调制波时各驱动信号波形； 0021 图8为一个开关周期内复合有源箝位单相逆变器各器件电压电流波形。 具体实施方式 0022 下面结合附图对本发明进行详细说明。 0023 如图1所示，单相逆变器的调制方法是，除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动 信号和直通信号， 0024 调制波2连接第一比较器6的正输入端，三。
16、角载波1连接第一比较器6的负输入 端，第一比较器6的输出同时连接第一上升沿延时模块11和第一反向器9的输入端，第一 反向器9的输出端连接第二上升沿延时模块12的输入端，第一上升沿延时模块11的输出 和直通信号28分别连接第一或门19的输入端，第二上升沿延时模块12的输出和直通信号 说 明 书CN 102916604 A 3/8页 6 28分别连接第二或门20的输入端，第一或门19的输出即主开关S 1 的驱动信号DRIVE1，第 二或门20的输出即主开关S 4 的驱动信号DRIVE4； 0025 调制波2同时连接第三反向器3的输入端，第三反向器3的输出端连接第二比较 器7的负输入端，三角载波1连。
17、接第二比较器7的正输入端，第二比较器7的输出同时连接 第四上升沿延时模块14和第二反向器10的输入端，第二反向器10的输出端连接第三上升 沿延时模块13的输入端，第三上升沿延时模块13的输出和直通信号28分别连接第三或门 21的输入端，第四上升沿延时模块14的输出和直通信号28分别连接第四或门22的输入 端，第三或门21）的输出即主开关S 2 的驱动信号DRIVE2，第四或门22的输出即主开关S 3 的 驱动信号DRIVE3； 0026 调制波2同时连接全波整流模块4的输入端，全波整流模块4的输出端连接第三 比较器8的正输入端，锯齿载波5连接第三比较器8的负输入端，第三比较器8的输出同时 连接。
18、第五上升沿延时模块15和第六上升沿延时模块16的输入端，第五上升沿延时模块15 的输出连接第一上升沿检测模块17的输入端，第一上升沿检测模块17的输出即直通信号 28，第六上升沿延时模块16的输出连接第二上升沿检测模块18的输入端，第二上升沿检测 模块18的输出连接第四反向器23的输入端，第四反向器23的输出即辅助管S5的驱动信 号DRIVE5。 0027 所述的三角载波1表达式u tri (t)为： 0028 ， 0029 调制波2表达式u b1 (t)为： 0030 ， 0031 锯齿载波5的表达式u saw (t)为： 0032 ， 0033 表达式中参数为：调制波幅值U m 、角频率、。
19、载波幅值U tri ，三角载波周期T tri ，M、N 为整数； 0034 所述的第一上升沿延时模块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块 13、第四上升沿延时模块14、第五上升沿延时模块15、第六上升沿延时模块16输入信号为 上升沿时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模 块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块13、第四上升沿延时模块14的上升沿 延时均为t d1 ，第五上升沿延时模块15的上升沿延时为t d2 、第六上升沿延时模块16的上升 沿延时为t d3 ，第一上升沿检测模块17、第二上升沿检测模块18的输入信号为上升沿信号时 输。
20、出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平脉冲，第一上升沿检测模块17的输出高电平脉 冲时间为t h2 ，第二上升沿检测模块18的输出高电平脉冲时间为t h3 ，其中，第一上升沿延时 模块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块13、第四上升沿延时模块14的上升 沿延时t d1 ，第五上升沿延时模块15上升沿延时t d2 、第六上升沿延时模块16上升沿延时t d3 ， 说 明 书CN 102916604 A 4/8页 7 第一上升沿检测模块17的输出高电平脉冲时间t h2 ，第二上升沿检测模块18的输出高电平 脉冲时间t h3 需满足：0t d3 t d2 t d1 t d2 +t h2 t。
21、 d3 +t h3 。 0035 调制波2经过第三反向器3后的输出信号表达式u b2 (t)为：u b2 (t)=-U m sin(t)， 0036 调制波2经过全波整流模块4后的输出信号表达式u b3 (t)为：u b3 (t)=|U m sin(t) |。 0037 如图2所示，用于介绍本发明的复合有源箝位单相逆变器包括包括逆变直流侧供 电电源V dc ，由四个有反并联二极管的全控开关 S 1 、S 2 、S 3 、S 4 构成的全桥桥臂，S 1 、S 2 、S 3 、S 4 分别并联电容C 1 、C 2 、C 3 、C 4 ，两桥臂中点之间串接输出滤波电感L与负载，在逆变器直流侧 供电电。
22、源V dc 和全桥桥臂的直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关S 5 与箝位电容 C c 的串联支路，辅助开关S 5 并联电容C 5 ，并在串联支路两端跨接谐振电感L r 。桥臂1由主 开关S 1 、S 4 构成，桥臂2由主开关S 2 、S 3 构成。 0038 如图3所示，上升沿延时模块的一种实现电路由一个与门、一个电阻及一个电容 组成，电容的管脚2接地，管脚1同时连接与门的输入端2和电阻的管脚2，电阻的管脚1连 接模块的输入信号，模块的输入信号同时连接与门的输入端1，与门的输出端3即上升沿延 时模块的输出，当输入信号为上升沿时，与门的输入端1电平由低变高，与门的输入端2电 平即电容管脚。
23、1电平，与门的输入端2电平由零充电至高电平，当与门的输入端2电平小于 输入高电平阈值时，与门输出端3输出低电平，当与门的输入端2电平充电至输入高电平阈 值时，与门输出端3输出翻转至高电平，将输入上升沿信号延时输出，上升沿延时由电阻电 容大小决定。 0039 如图4所示，上升沿检测模块的一种实现电路，由一个异或门、一个与门、一个电 阻及一个电容组成，电容的管脚2接地，管脚1同时连接异或门的输入端2和电阻的管脚2， 电阻的管脚1连接模块的输入信号，模块的输入信号同时连接异或门的输入端1和与门的 输入端1，异或门的输出端3连接与门的输入端2，与门的输出端3即上升沿延时模块的输 出，当输入信号为上升沿。
24、时，异或门的输入端1电平由低变高，异或门的输入端2电平仍为 低电平，需通过电容充电延时一段时间变高，此时异或门两个输入端电平不等，异或门输出 端3为高电平，与门输出端3也为高电平，当异或门的输入端2电平充电至输入高电平阈值 时，异或门输出端3输出翻转至低电平，与门输出端也翻转至低电平，高电平脉冲时间由电 阻电容大小决定，当输入信号为下降沿时，与门输入端1为低电平，与门输出端3也为低电 平。 0040 参照图5、图6、图7： 0041 当u b1 (t)u b2 (t)且T tri 2N/2tT tri (2N+1)/2时，u b3 (t)=u b1 (t)， u saw (t)=u tri (。
25、t)，方程u b3 (t)-u saw (t)=0和u b1 (t)-u tri (t)=0的解相同，因此第一比较器6和第 三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平； 0042 当u b1 (t)u b2 (t)且T tri 2(N+1)/2tT tri (2N+2)/2时，u b3 (t)=-u b2 (t)， u saw (t)=-u tri (t)，方程u b3 (t)-u saw (t)=0和u b2 (t)-u tri (t)=0的解相同，因此第二比较器7和 第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平； 0043 当u b1 (t)u b2 (t)且T tri 2N/2tT tr。
26、i (2N+1)/2时，u b3 (t)=u b2 (t)， u saw (t)=u tri (t)，方程u b3 (t)-u saw (t)=0和u b2 (t)-u tri (t)=0的解相同，因此第二比较器7和第 三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平； 说 明 书CN 102916604 A 5/8页 8 0044 当u b1 (t)u b2 (t)且T tri 2(N+1)/2tT tri (2N+2)/2时，u b3 (t)=-u b1 (t)， u saw (t)=-u tri (t)，方程u b3 (t)-u saw (t)=0和u b1 (t)-u tri (t)=0的解。
27、相同，因此第一比较器6和 第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平； 0045 即在第一比较器6或第二比较器7输出由低电平变高电平时，第三比较器8的输 出也同时由低电平变高电平，使直通信号与主开关驱动信号上升沿同步。 0046 图6为u b1 (t)u b2 (t)时各驱动信号波形： 0047 在t 1 时刻，u b3 (t 1 )=u saw (t 1 )，u b1 (t 1 )=u tri (t 1 )，第一比较器6输出由低电平变高电 平，经过第一反向器9后其输出由高电平变低电平，即PWM4， 经过第一上升沿延时模块11 后输出波形即PWM1。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六。
28、上升沿延时模块16 延时至t 2 时刻，再经过第二上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即 t 5 -t 1 ，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S 5 的驱动信号DRIVE5。第三比较器8的 输出上升沿经过第五上升沿延时模块15延时至t 3 时刻，再经过第一上升沿检测模块17输 出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t 4 -t 3 ，得到直通信号； 0048 在t 6 时刻，u b2 (t 6 )=u tri (t 6 )，u b3 (t 6 )u saw (t 6 )，第二比较器7输出由高电平变低 电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第二比较器7的输出经。
29、过第二 反向器10再经过第三上升沿延时模块13到t 7 时刻，第四上升沿延时14不起作用，此时 PWM2=DRIVE2，PWM3=DRIVE3； 0049 在t 8 时刻，u b3 (t 8 )=u saw (t 8 )，u b2 (t 8 )=u tri (t 8 )，第二比较器7输出由低电平变高电 平，经过第二反向器10后其输出由高电平变低电平，即PWM2， 经过第四上升沿延时模块14 后输出波形即PWM3。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六上升沿延时模块16 延时至t 9 时刻，再经过第六上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即 t 12 -t 9 ，此脉冲再经过。
30、第四反向器23便得到辅助管S 5 的驱动信号DRIVE5。第三比较器（8） 的输出上升沿经过第五上升沿延时模块延时至t 10 时刻，再经过第一上升沿检测模块17输 出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t 11 -t 10 ，得到直通信号； 0050 在t 13 时刻，u b1 (t 13 )=u tri (t 13 )，u b3 (t 13 )u saw (t 13 )，第一比较器6输出由高电平变 低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第一比较器6的输出经过第一 反向器9再经过第二上升沿延时模块12到t 14 时刻，第一上升沿延时模块11不起作用，此 时PWM1=DRIVE1，。
31、PWM4=DRIVE4。 0051 图7为u b1 (t)u b2 (t)时各驱动信号波形： 0052 在t 1 时刻，u b3 (t 1 )=u saw (t 1 )，u b2 (t 1 )=u tri (t 1 )，第二比较器7输出由高电平变低电 平，经过第二反向器10后其输出由低电平变高电平，即PWM2， 经过第四上升沿延时模块14 后输出波形即PWM3。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六上升沿延时模块16 延时至t 2 时刻，再经过第二上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即 t 5 -t 2 ，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S 5 的驱动信号DRIVE。
32、5。第三比较器8的 输出上升沿经过第五上升沿延时模块15延时至t 3 时刻，再经过第一上升沿检测模块17输 出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t 4 -t 3 ，得到直通信号； 0053 在t 6 时刻，u b1 (t 6 )=u tri (t 6 )，u b3 (t 6 )u saw (t 6 )，第一比较器6输出由高电平变低 电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第一比较器6的输出经过第一 反向器9再经过上升沿延时12到t 7 时刻，上升沿延时11不起作用，此时PWM1=DRIVE1， 说 明 书CN 102916604 A 6/8页 9 PWM4=DRIVE4； 0054。
33、 在t 8 时刻，u b3 (t 8 )=u saw (t 8 )，u b1 (t 8 )=u tri (t 8 )，第一比较器6输出由低电平变高电 平，经过第一反向器9后其输出由高电平变低电平，即PWM4， 经过上升沿延时11后输出波 形即PWM1。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经上升沿延时16延时至t 9 时刻，再经 过上升沿检测脉冲发生器18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t 12 -t 9 ，此脉 冲再经过第四反向器23便得到辅助管S 5 的驱动信号DRIVE5。第三比较器8的输出上升沿 经过上升沿延时10延时至t 10 时刻，再经过上升沿检测脉冲发生器17输出一段高电平 。
34、脉冲，脉冲的高电平时间即t 11 -t 10 ，得到直通信号； 0055 在t 13 时刻，u b2 (t 13 )=u tri (t 13 )，u b3 (t 13 )u saw (t 13 )，第二比较器7输出由高电平变 低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第二比较器7的输出经过第二 反向器10再经过上升沿延时13到t 14 时刻，上升沿延时14不起作用，此时PWM2=DRIVE2， PWM3=DRIVE3。 0056 根据图6、图7， 0057 ， 0058 参照图8，对采用本发明提出的调制方法的复合有源箝位单相逆变器主电路各电 压电流波形进行说明，驱动信号DRIVE1。
35、DRIVE5进过驱动电路之后生成开关管门极电压， 控制开关管开通与关断。 0059 阶段一（t 0 t 1 ）： 0060 主开关S 4 、S 3 和辅助开关S 5 导通，主开关S 1 、S 2 关断，由谐振电感L r 、箝位电容C c 、 辅助开关S 5 组成的谐振回路中，谐振电感L r 两端电压为-V Cc ，谐振电感电流线性下降； 0061 阶段二（t 1 t 2 ）： 0062 在t 1 时刻，主开关S 4 关断，S 4 中电流由其反并联二极管续流； 0063 阶段三（t 2 t 3 ）： 0064 在t 2 时刻，谐振电感L r 电流下降至i min ，辅助开关S 5 关断，谐振电感。
36、L r 给主开关 S 1 、S 2 的并联电容C 1 、C 2 放电，给辅助开关S 5 的并联电容C 5 充电，S 5 零电压关断，谐振电感 L r 的电流谐振上升； 0065 到t 2 时刻，主开关S 1 、S 2 的并联电容C 1 、C 2 电压谐振至零，S 1 、S 2 的反并联二极管 开始导通，谐振电感L r 两端电压箝位在V dc ，通过由直流侧供电电源V dc 、S 1 反并联二极管、S 4 反并联二极管和由直流侧供电电源V dc 、S 2 反并联二极管、S 3 组成的续流回路充磁，谐振电感 L r 电流线性上升； 0066 阶段四（t 3 t 4 ）： 0067 在t 3 时刻，。
37、主开关S 1 、S 2 、S 4 零电压开通，谐振电感L r 通过由直流侧供电电源V dc 、 S 1 、S 4 和由直流侧供电电源V dc 、S 2 、S 3 组成的续流回路充磁，谐振电感L r 电流上升过零之后 继续线性上升； 说 明 书CN 102916604 A 7/8页 10 0068 阶段五（t 4 t 5 ）： 0069 在t 4 时刻，主开关S 2 、S 4 关断，谐振电感L r 给主开关S 2 、S 4 的并联电容C 2 、C 4 充电， 给辅助开关S 5 的并联电容C 5 放电，S 2 、S 4 零电压关断，谐振电感L r 的电流谐振上升； 0070 到t 4 时刻，谐振电。
38、感L r 电流谐振上升至i max ，辅助开关S 5 的并联电容C 5 电压谐振 至零，S 5 的反并联二极管开始导通，谐振电感L r 两端电压箝位在-V Cc ，通过由箝位电容Cc、 S 5 反并联二极管组成的回路放磁，谐振电感L r 电流线性下降； 0071 阶段六（t 5 t 6 ）： 0072 在t 5 时刻，辅助开关S 5 零电压开通，谐振电感L r 两端电压箝位在-V Cc ，通过由箝位 电容Cc、S 5 组成的回路放磁，谐振电感L r 电流继续线性下降； 0073 阶段七（t 6 t 7 ）： 0074 在t 6 时刻，主开关S 3 关断，负载电流给主开关S 2 的并联电容C 2。
39、 放电，给主开关S 3 的并联电容C 3 充电，S3零电压关断； 0075 到t 6 时刻，主开关S 2 的并联电容C 2 放电至零，主开关S 2 反并联二极管开始导通， 主开关S 2 管压被箝位至零，主开关S 3 管压被箝位至V dc +V Cc ，负载电流由主开关S 2 反并联二 极管续流； 0076 阶段八（t 7 t 8 ）： 0077 在t 7 时刻，主开关S 2 零电压开通； 0078 主开关S 1 、S 2 和辅助开关S 5 导通，主开关S 3 、S 4 关断，由谐振电感L r 、箝位电容C c 、 辅助开关S 5 组成的谐振回路中，谐振电感L r 两端电压为-V Cc ，谐振电。
40、感电流线性下降； 0079 阶段九（t 8 t 9 ）： 0080 在t 8 时刻，主开关S 2 关断，S 2 中电流由其反并联二极管续流； 0081 阶段十（t 9 t 10 ）： 0082 在t 9 时刻，谐振电感L r 电流下降至i min ，辅助开关S 5 关断，谐振电感L r 给主开关 S 3 、S 4 的并联电容C 3 、C 4 放电，给辅助开关S 5 的并联电容C 5 充电，S 5 零电压关断，谐振电感 L r 的电流谐振上升； 0083 到t 9 时刻，主开关S 3 、S 4 的并联电容C 3 、C 4 电压谐振至零，S 3 、S 4 的反并联二极管 开始导通，谐振电感L r 。
41、两端电压箝位在V dc ，通过由直流侧供电电源V dc 、S 1 、S 4 反并联二极管 和由直流侧供电电源V dc 、S 2 反并联二极管、S 3 反并联二极管组成的续流回路充磁，谐振电感 L r 电流线性上升； 0084 阶段十一（t 10 t 11 ）： 0085 在t 10 时刻，主开关S 2 、S 3 、S 4 零电压开通，谐振电感L r 通过由直流侧供电电源V dc 、 S 1 、S 4 和由直流侧供电电源V dc 、S 2 、S 3 组成的续流回路充磁，谐振电感L r 电流上升过零之后 继续线性上升； 0086 阶段十二（t 11 t 12 ）： 0087 在t 11 时刻，主开。
42、关S 2 、S 4 关断，谐振电感L r 给主开关S 2 、S 4 的并联电容C 2 、C 4 充电， 给辅助开关S 5 的并联电容C 5 放电，S 2 、S 4 零电压关断，谐振电感L r 的电流谐振上升； 0088 到t 11 时刻，谐振电感L r 电流谐振上升至i max ，辅助开关S 5 的并联电容C 5 电压谐振 至零，S 5 的反并联二极管开始导通，谐振电感L r 两端电压箝位在-V Cc ，通过由箝位电容Cc、 S 5 反并联二极管组成的回路放磁，谐振电感L r 电流线性下降； 说 明 书CN 102916604 A 10 8/8页 11 0089 阶段十三（t 12 t 13 。
43、）： 0090 在t 12 时刻，辅助开关S 5 零电压开通，谐振电感L r 两端电压箝位在-V Cc ，通过由箝 位电容Cc、S 5 组成的回路放磁，谐振电感L r 电流继续线性下降； 0091 阶段十四（t 13 t 14 ）： 0092 在t 13 时刻，主开关S 1 关断，负载电流给主开关S 1 的并联电容C 1 充电，给主开关S 4 的并联电容C 4 放电，S 1 零电压关断； 0093 到t 13 时刻，主开关S 4 的并联电容C 4 放电至零，主开关S 4 反并联二极管开始导通， 主开关S 4 管压被箝位至零，主开关S 1 管压被箝位至V dc +V Cc ，负载电流由主开关S 。
44、4 反并联二 极管续流； 0094 阶段十五（t 14 t 0 ）： 0095 在t 14 时刻，主开关S 2 零电压开通，此阶段同阶段一。 0096 本发明提出的调制方法，在阶段四和阶段十一同时开通了同一桥臂的两个主开 关，谐振电感充磁时间增加，使谐振电感对主开关和辅助开关并联电容进行充放电时有足 够的能量，能够在整个工频周期内实现主开关、辅助开关的零电压开关。 说 明 书CN 102916604 A 11 1/7页 12 图1 说 明 书 附 图CN 102916604 A 12 2/7页 13 图2 图3 说 明 书 附 图CN 102916604 A 13 3/7页 14 图4 说 明 书 附 图CN 102916604 A 14 4/7页 15 图5 说 明 书 附 图CN 102916604 A 15 5/7页 16 图6 说 明 书 附 图CN 102916604 A 16 6/7页 17 图7 说 明 书 附 图CN 102916604 A 17 7/7页 18 图8 说 明 书 附 图CN 102916604 A 18 。