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1、(10)申请公布号 CN 102792521 A (43)申请公布日 2012.11.21 C N 1 0 2 7 9 2 5 2 1 A *CN102792521A* (21)申请号 201180012867.3 (22)申请日 2011.02.28 10360015.1 2010.03.18 EP H01Q 3/26(2006.01) H01Q 21/08(2006.01) (71)申请人阿尔卡特朗讯 地址法国巴黎 (72)发明人弗洛里安皮维特 简海塞尔巴斯 (74)专利代理机构北京律盟知识产权代理有限 责任公司 11287 代理人刘国伟 (54) 发明名称 用于移动电信的有源天线阵列的校。
2、准 (57) 摘要 为了校准用于移动电信网络的有源天线阵列 的个别收发器元件(4)的振幅和相位，每一收发 器元件包括耦合到天线元件(12)的发射及接收 路径(8、10)，每一收发器元件包括用于将所发射 或所接收信号的相位及振幅与基准信号进行比较 以调整天线波束的特性的比较器(100)。为了提 供准确的基准信号分布途径，馈送布置分布所述 基准信号，且包括：预定长度的波导(50)，其在一 端(52)处终止，以便沿其长度设置驻波系统；以 及位于沿着所述波导的长度的预定点处的多个耦 合点(56)，所述耦合点各自耦合到相应收发器元 件的比较器。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 20。
3、12.09.07 (86)PCT申请的申请数据 PCT/EP2011/000956 2011.02.28 (87)PCT申请的公布数据 WO2011/113526 EN 2011.09.22 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书6页 附图5页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 6 页 附图 5 页 1/1页 2 1.一种用于移动电信网络的有源天线阵列，其包括：多个无线电元件(4)，其各自包括 耦合到相应天线元件(12)的发射及/或接收路径(8、10)，且包括用于将所发射或所接收信 号的相位及/或振幅与基准值进行比较以调整天线波束的。
4、特性的比较装置(100)，且包括 用于供应振幅及/或相位的基准信号的馈送布置，所述馈送布置包括： 预定长度的波导(50)，其耦合到基准信号源(54)，且其在一端(52)处终止，以便沿着 其长度设置驻波系统；以及位于沿着所述波导的所述长度的预定点处的多个耦合点(56)， 所述耦合点各自耦合到相应的所述无线电元件的所述比较装置。 2.根据权利要求1所述的阵列，其中所述波导包括某一长度的同轴缆线。 3.根据权利要求2所述的阵列，其中所述耦合点各自包括一电容性耦合端口(66)。 4.根据权利要求3所述的阵列，其中每一电容性耦合端口为可调整的(68)，以便调整 与所述同轴缆线的中心导体(70)的耦合系数。
5、。 5.根据权利要求2、3或4所述的阵列，其中所述同轴缆线具有电介质填充物，所述电介 质填充物的特性可经调整以更改所述线中的辐射的波长。 6.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述耦合点间隔开等于或小于1的距 离，其中为所述基准信号在自由空间中的波长。 7.根据权利要求6所述的阵列，其中所述耦合点间隔开约0.9的距离，其中为在 自由空间中的波长。 8.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述波导包括由可释放耦合(62、64)互连 的多个预定长度的波导区段(60)。 9.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中每一个耦合点位于所述驻波系统中的电压 最大值或最小值处或其邻近处。 10.根据任一前述权。
6、利要求所述的阵列，其中所述耦合点与所述终止端间隔开距离 d=(N+/4)，其中为所述波导中的波长。 11.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述终止端包括短路。 12.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中每一耦合点通过某一长度的波导而连接 到所述比较装置，所述波导的所述长度相对于所述第一次提到的波导的所述长度为较短 的。 13.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述阵列为二维的，且包括另外的多个波 导(114)，其各自根据权利要求1所述，其中所述另外的多个波导中的每一波导具有未被终 止的耦合到所述第一次提到的波导的相应耦合点(112)的端，所述第一次提到的波导在与 所述另外的多个波导的方向。
7、不同的方向上延伸。 14.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述馈送布置包括：预定长度的第二波 导，其在一端处终止以便沿着其长度设置驻波系统；及在沿着所述波导的所述长度的预定 点处的多个耦合点，所述耦合点各自耦合到相应的所述无线电元件的所述比较装置，其中 所述第一及第二波导中的波具有预定的时间相位差。 15.根据任一前述权利要求所述的阵列，其中所述波导的所述耦合点围绕所述波导的 所述长度的中点对称地布置。 权 利 要 求 书CN 102792521 A 1/6页 3 用于移动电信的有源天线阵列的校准 技术领域 0001 本发明涉及用于移动电信系统中的天线阵列，且特别涉及有源天线阵列中的RF 。
8、信号的相位及/或振幅校准。 背景技术 0002 在无线移动通信中，用于波束操控及波束形成应用的有源或相控阵列天线系统正 在市场上涌现。有源天线系统允许在不增加小区站点数量的情况下增加网络的容量，且因 此具有较高的经济利益。所述系统包括若干个别天线元件，其中每个个别天线元件发射RF 能量，但在相位上相对于其它元件而调整，以便产生指向所想要方向的波束。所述系统的功 能性必须是能够测量、控制及调整正从所述天线阵列的各个个别天线元件辐射的信号的相 位一致性。 0003 在图1中描绘由若干个别收发器元件4形成的已知有源天线系统。数字基带单 元6耦合到每一收发器元件，且每一收发器元件包括发射路径8及接收路。
9、径10。每一路径 耦合到一天线元件12。所述发射路径8处理来自基带单元6的信号，且包含数/模转换器 DAC、功率放大器PA及双工器/滤波器15。所述接收路径10处理从天线元件12接收到的 信号，且包括双工器/滤波器15、低噪声放大器LNA及模/数转换器ADC。 0004 每一收发器元件产生RF信号，所述RF信号在相位上以电子方式或通过RF相位移 位器而相对于其它收发器元件移位。每一天线元件因此形成独特的相位及振幅剖面14，使 得形成独特的波束模式16。因此有必要在来自个别收发器元件的所有信号相位和振幅由所 述天线元件发射的点处对准或校准所述信号相位和振幅。为了对准所有收发器，需要一个 共同的基。
10、准。接着将所发射信号的相位及振幅与所述基准进行比较。 0005 为了提供相位及振幅基准，已使用两种不同的方法： 0006 1.使用所述阵列的一个元件的信号作为基准，且调整所有其它信号以使得与所述 基准元件的所需一致性得以实现。此方法通常需要(取决于阵列的大小及准确度)非常复 杂的算法来相互调整所述元件，这是因为所述调整有赖于所述元件的相互耦合，所述耦合 对于较长距离处的元件来说较弱。或者使用原厂校准，如果例如在阵列的操作期间发生RF 信号的产生与发射的任何相位或振幅改变，那么原厂校准的重新校准是复杂的。此方法还 需要能够接收从其它天线元件发射的信号的专用接收器单元。如果也需要接收校准，那么 需。
11、要专用发射器用于测试信号。额外的接收器及发射器增加成本，且相关联的算法需要额 外的计算资源。 0007 2.星形分布网络，其中在中心单元中产生基准，接着将所述基准分布到所有收发 器，且每一收发器都用所述基准来对准。此方法因为只需要较简单的算法而成为对较小阵 列(元件的数量10)来说优选的方法。中心基准产生校准方法的关键在于基准分布的准 确度较高。基准中相位或振幅方面的每一误差都将被向前携带到所发射/接收信号本身。 为了准确地分布相位基准，将居中产生的基准信号分裂成设定数目的信号路径。每一此类 路径通过相应的发射线连接到所述阵列的每一收发器单元的相应基准信号输入，所述发射 说 明 书CN 102。
12、792521 A 2/6页 4 线标称上为等长的。此方法有三个缺点： 0008 a)每条发射线必须至少为阵列大小的一半长度。这意味着即使一元件位于非常靠 近基准信号产生器的位置，其仍然需要长缆线。这增加了不必要的成本及网络的体积和重 量。 0009 b)收发器元件的数量受限于信号路径的预设数量。网络必须针对元件的特定数量 而设计，其导致缺乏灵活性。 0010 c)在阵列本身的相位及振幅准确度的要求方面，发射线长度的机械准确度必须很 好，也就是说容许值必须要小。举例来说，对于具有在大约2GHz的频率下操作的八个到十 个元件的移动通信基站天线来说，元件之间所需要的相位准确度大约为3。这对应于 具有。
13、约700mm的总长度的填充以特富龙(Teflon)的50欧姆同轴缆线的0.9mm的总线长 的近似准确度(阵列本身为大约1400mm长)。在大量生产环境中确保这种准确度是昂贵 的，尤其是在还考虑例如天线操作期间的热膨胀及天线结构内的不同线路的不同弯曲半径 的情况下。 发明内容 0011 本发明提供用于移动电信网络的有源天线阵列，其包括多个无线电元件，每一无 线电元件包括：耦合到天线元件的发射及/或接收路径，且每一无线电元件包括用于将所 发射或所接收信号的相位及/或振幅与基准值进行比较以调整天线波束的特性的比较装 置，且包括用于供应振幅及/或相位的基准信号的馈送布置，所述馈送布置包括：预定长度 的。
14、波导，其耦合到基准信号源，且其在一端处终止，以沿着其长度而设置驻波系统；以及位 于沿着波导的长度的预定点处的多个耦合点，所述耦合点各自耦合到相应所述无线电元件 的所述比较装置。 0012 根据本发明，至少在优选实施例中，有可能克服或至少减少上述问题，且提供相位 及振幅基准信号的准确分布机制，以校准用于移动通信的有源天线阵列。优选实施例中的 另外的分布机制为机械稳健且具成本效益的。 0013 在本发明中，至少在优选实施例中，相位及/或振幅的基准源信号耦合到有限长 度的发射线，所述发射线被终止以例如在所述发射线长度内设置驻波。如众所周知，在某一 长度的发射线或以其特性阻抗在一端终止的其它波导内，所。
15、辐射的行进波将会沿着所述线 而推进并被吸收于终止阻抗中。然而，对于所有其它终止来说，一些辐射将不会被吸收，而 是会从所述端反射，且将设置驻波系统，其中合成波的振幅沿着波导的长度而周期性地改 变(由于波振荡/相位旋转，另外将存在沿着所述线的每一点处的电压值随时间的改变)。 所反射的量视终止阻抗而定，且在短路及开路的限制情况下，将存在全反射。在其它情况 下，将存在部分反射及部分吸收。 0014 可在沿着所述线的长度的预定分接或耦合点处取样驻波信号，所述点均具有相同 的振幅及相位关系，或至少具有已知的振幅及相位的关系。优选的是，此类耦合点出现在驻 波内的电压最大值/最小值处或其附近，在该处电压相对于。
16、线长度的改变是非常小的。因 此，对耦合点的定位的机械准确度的要求相比于上述星形分布网络布置来说降低了很多。 0015 这些耦合点可各自通过具有准确已知长度的相应柔性短长度线而连接到相应收 发器元件(更一般地说，无线电元件)中的相应比较器。短长度的柔性缆线(其全部具有 说 明 书CN 102792521 A 3/6页 5 相同的长度)相比于上述已知的星形分布网络可非常准确地形成。 0016 在优选实施例中，所述波导可形成为预定长度的多个波导区段，其通过可释放耦 合而互连；这允许按比例地缩放到任何所要的天线尺寸。 0017 本发明的应用是针对GHz级的频率，通常高达5GHz，其为移动电话分配波段内。
17、的 微波频率，其中一般将同轴缆线用作发射线。然而本发明可适用于其它较大及较小的频率， 且同轴缆线可由其它波导及发射线构造(例如空心的金属波导、印制电路板上的迹线或任 何其它结构)代替。 附图说明 0018 现在将仅通过实例参考附图来描述本发明的优选实施例，其中： 0019 图1为包含若干收发器元件的已知有源天线阵列的示意图； 0020 图2为将基准信号分布到有源天线阵列的相应收发器的装置的示意图，其并入有 已知的星形分布网络； 0021 图3为行进电磁波沿着发射线长度的推进的示意图，所述发射线具有以匹配阻抗 终止的自由端； 0022 图4为沿着发射线的电磁驻波的示意图，所述发射线具有以短路终止。
18、的自由端； 0023 图5a、5b及5c为用于本发明的优选实施例中的具有由电容性耦合端口形成的耦 合点的某一长度的发射线的图解视图； 0024 图6为根据本发明的优选实施例的基准信号到有源天线的收发器元件的馈送布 置的示意图； 0025 图7为用于图6中的有源阵列的收发器元件内的相位及振幅调整的装置的示意框 图；及 0026 图8为形成二维阵列的分布布置的优选实施例的修改的示意图。 具体实施方式 0027 在其中参考发射路径的以下描述中，将了解，可以相同方式使用本发明来提供对 接收路径的参考。本发明适用于发射及接收情况两者。 0028 参照图2，此图展示将相位及振幅的基准信号分布到有源天线阵列。
19、的个别收发器 的装置。在N路电力分配器22(1:N分裂器)中分裂居中产生的基准信号20(VCO PLL)，且 通过具有相等长度I的相应发射线26将其连接到每一收发器单元24的基准输入。长度I 标称上等于阵列的长度I A 的一半。这形成已知的星形分布网络，且线长度的任何改变均会 导致相位长度的改变，从而引起上述缺点。这是因为线上的波传播的行进性质：相位变化 与波沿着线行进的长度I成比例：其中为发射线中的辐射的 波长。如果在某一时间快照处看着行进波，那么相位随着沿发射线的位置而改变(如在图 3中所示)。在图3中，展示电压值在时间间隔t 1 到t 4 沿所述线存在。如众所周知的是，所 测得电压值取决。
20、于电磁波的振幅A及相位且在图3的行进波中，所测得电压将在+A与-A 之间的线上的每一点处随时间而改变。在图3中，线长度以发射线的匹配阻抗终止，使得行 进波的所有能量被吸收。然而，如果线长度以与匹配阻抗不同的阻抗终止，那么可设置驻波 系统。 说 明 书CN 102792521 A 4/6页 6 0029 驻波布置展示于图4中。通过从线40的一端向线40馈送信号42并在另一端44 处使信号短路，可沿着线40产生此驻波。此短路迫使所述线的端部的电压为零。沿着线行 进的相同能量在所述短路处被完全反射，且朝来源向后行进。如果所述线无损耗(或合理 的低损耗)，那么这会导致线上的驻波。因此，沿着线的任一点处。
21、的电压值现在取决于时间， 但波的相位并不沿着线而改变，反而是电磁波的振幅A沿着线的长度而在最大值与最小值 之间(正峰值与负峰值之间)循环变化，最大值间隔开所述波的一个波长，如图所示。第 一最小值出现在离短路端距离/4处。在沿着所述线的任何给定点(例如，x1以及x2) 处，振幅都是不同的。最大电压与最小电压出现在同一时间点。 0030 如果线上的电压现在通过具有低耦合系数的耦合件46来取样，以便不干扰驻波， 那么每一耦合件输出处的最大值出现在同一时间(即使它们的振幅可能不同)。如果确保 每一耦合件间隔距离1(其中为发射线中的辐射的波长)，那么每一耦合件输出处的振 幅是相等的。如果想要有不同的振幅。
22、(不一定相等)，那么可选择不同于的其它距离。 0031 根据本发明，将耦合件附接到具有驻波的线的此布置可被用来将振幅及相位基准 信号发射到有源阵列系统的个别天线元件。每一耦合件通过具有准确已知长度的短长度缆 线而附接到相应收发器。此布置的主要优点为其避免了图2的星形分布布置的严格的机械 精确度要求。为了使耦合点或分接点之间的振幅差最小化，需要使耦合与短路端间隔距离 d=(N+/4)；这将每一耦合置于驻波的电压峰值中。由于沿着所述线的电压分布遵循正 弦函数，并且最大值/最小值附近的正弦函数的导数为零，所以耦合信号的振幅对于耦合 点的物理位置的敏感度为最小。 0032 此布置克服了星形分布布置的缺。
23、点，因为相比于星形网络，相位基准对沿着所述 线的耦合点的物理位置的降低的依赖性降低了根据本发明的系统的制造成本，且增加了 所述系统的准确度。信号可通过短得多的缆线(例如，大约若干厘米，而不是星形网络 的数十厘米)从耦合端口输送到相应收发器中的基准比较器，且因此可被更加精确地制 造。由于较短的缆线长度，基准线与比较器之间的缆线/线的成本也降低。通过在距离 d=(N+/4)处放置耦合端口，来使耦合信号的振幅的依赖性最小化。举例来说，在2GHz 且填充以特富龙的线处，耦合点从电压最大值错位+/-5mm对应于16.8的偏移。因为 cos(16.8)0.95，所以这使耦合振幅降低20*log(0.95)。
24、=0.38dB，其约为移动通信天线 的振幅准确度中所允许的容许值的一半。因此，所需要的机械准确度已从亚毫米级的容许 值降低为若干毫米级的容许值。与如星形网络中数量级较长的线上相比，在驻波线与收发 器之间的短连接线上更易达到亚毫米或毫米准确度。 0033 在图5a、5b及5c中展示同轴线的优选形式，其并入有根据本发明的振幅及相位基 准信号的分布布置。在图5a中，发射线(其为具有短路的自由端52的同轴线50)耦合到 基准源54。所述线具有一连串间隔开的经电容性耦合的同轴耦合或分接端口56。图5b中 展示耦合端口的透视图。在图5c中展示发射线的物理实施方案的部分截面图，其包括某一 长度的空气填充的同。
25、轴线60，其具有等于发射信号的一个波长(2Ghz信号在自由空间中 具有约15cm的波长)的长度。一端具有阳耦合连接件62，且另一端具有阴耦合64，其用于 耦合到同轴线的相同区段，以便提供所要长度的复合线。所述段同轴线60具有电容性耦合 端口66，其具有与中心导体70的间距可调整的电极引脚68。耦合系数可通过耦合引脚突 伸到驻波线中的长度而调谐到所要的值。 说 明 书CN 102792521 A 5/6页 7 0034 在填充有空气的驻波线的说明性情况中，端口56之间的距离为0=c0/f，其中， 0为自由空间中的波长。在天线阵列中，天线元件的距离通常介于0.50与10之间， 使得在阵列模式中并未。
26、出现光栅波瓣。在移动通信天线阵列中，此距离通常约为0.90。 用于基准信号的耦合端口之间的距离与元件距离相匹配是有益的，使得光导的连接耦合端 口与比较器输入的长度被最小化。这对本发明来说是可能的，通过调适驻波线中所使用的 有效介电常数eff来使得耦合之间的物理长度Ic约等于天线元件之间的元件距离d： 0.90=d0/(平方根(eff)。通过在同轴线中使用(例如)泡沫材料作为电介质 并经由泡沫的密度来调整介电常数，这是有可能的。 0035 图6展示到有源天线系统的振幅及相位的基准信号的分布布置的优选实施例。所 述实施例并入有图5的同轴线，并且与先前图示中相似的部分以相同的参考数字来标示。 在此实。
27、施例中，耦合或耦合端口56被分离有效距离0.9，且每一耦合端口56通过较短的 (约几厘米，且相对于线50的长度为较短的)柔性同轴缆线72连接到相应收发器(无线 电)元件4，收发器(无线电)元件4包括比较器100，且耦合到天线元件12。缆线72的长 度被精确地制造成相等的。 0036 图7中展示收发器(无线电)元件内用于处理相位及振幅基准信号的布置。数字 基带单元80将包括数字调整数据的信号提供给DAC 81，DAC 81提供发射信号以在包括低 通滤波器82、VCO 84、混频器86以及带通滤波器88的布置中进行上变频转换。所述经上 变频转换的信号由功率放大器90放大，在92处滤波，且经由SMA。
28、连接件96馈送到天线元 件94。为了实现相位校准和调整，定向耦合件98感测输出信号的相位及振幅A、。其在 比较器100中与102处的相位及振幅基准A ref 、 ref 进行比较，以将调整值104提供给基带 单元80。或者，如果需要模拟调整，那么在发射路径中提供向量调制单元106。因此，将比 较器输出104馈送回到数字移相器及可调整增益块80或模拟移相器及增益块106，以调整 所发射信号单元的相位及振幅，直到其相位及振幅与基准值相匹配为止。 0037 图5的电容性耦合点的布置(其为用于驻波检测的简单的包络检测器)可留下 180的相位模糊度。此模糊度可通过使用以相同的频率信号工作但被馈以例如90。
29、相位 差(即，T/4时间差)的两个类似驻波线来解决。接着，检测可包括使用两个对抗接地的检 测器，或使用一个在两线之间的检测器。 0038 本发明的优选实施例的分布手段的优点是其为可缩放的：线可被设计为单一机械 实体，或为由若干可相互连接的类似元件组成的模块化系统。如果需要更多的耦合点，那么 通过简单地增加更多的片段来增加线长度。 0039 在修改中，提供用于二维阵列的分布系统。此展示于图8中，其中第一线110(如 图5所示)在每一耦合点112处耦合到其它同轴线114，每一线114与线110成直角安置， 且每一线114如图5中所示且具有其它耦合点116。耦合点116连接到二维有源阵列的相 应收发。
30、器元件。 0040 在进一步修改中，通过选择耦合点关于驻波线的中点的对称实施方案，可进一步 改进准确度。相位或振幅中出现的任何误差现在关于阵列的中心对称。如果现在沿着基准 耦合点而出现任何相位或振幅误差(例如由于线的老化影响)，那么仍确保所产生的波束 的对称性，并且没有不想要的波束倾斜影响发生。此外，沿着有源天线阵列的温度梯度并不 影响分布到相应天线辐射体模块的信号的相位准确度。在实际的操作中，最上部的天线可 说 明 书CN 102792521 A 6/6页 8 轻易地经历比最下部元件的天线高20到30度的周围温度。这可在同轴缆线中造成少许电 角度的相位偏移差。 0041 因此，本发明的机制(。
31、至少在其优选实施例中)克服了现有技术的所述缺点，且可 提供下列优点： 0042 可缩放性(在一维及二维上)。取决于系统的所需增益、输出功率及波束宽度，本 发明对于不同大小的天线阵列的设计来说可因此为理想的。 0043 如果用于相位基准分布，那么所需的机械准确度在理论上可被完全降低。在也被 用作振幅基准的情况下，所需的机械准确度从亚毫米级降低到若干毫米级。 0044 相比于现有技术，本发明的基准分布的优选形式的成本、重量及体积均减少。 0045 描述内容及图式仅说明本发明的原理。因此应了解，尽管本文中没有明确地描述 或展示，但所属领域的技术人员将能够设计体现本发明的原理且包含在本发明的精神和范 。
32、围内的各种布置。另外，本文中描述的所有实例主要明确地希望仅用于教学目的，以帮助读 者理解本发明的原理以及发明者对于促进此项技术所贡献的概念，且应被解释为不限于此 类具体叙述的实例和条件。此外，本文中叙述本发明的原理、方面及实施例的所有陈述以及 其具体实例既定涵盖其等效物。 说 明 书CN 102792521 A 1/5页 9 图1 说 明 书 附 图CN 102792521 A 2/5页 10 图2 图3 说 明 书 附 图CN 102792521 A 10 3/5页 11 图4 图5A 图5B 说 明 书 附 图CN 102792521 A 11 4/5页 12 图5C 图6 说 明 书 附 图CN 102792521 A 12 5/5页 13 图7 图8 说 明 书 附 图CN 102792521 A 13 。