一种单相逆变器 【技术领域】
本发明涉及电力电子技术领域， 特别涉及一种单相逆变器。背景技术 单相非隔离型并网逆变器， 其漏电流是其非常重要的指标， 常用的方法有加入共 模滤波器和采用新拓扑结构的方法。但共模滤波器会增加设备的体积和重量。采用新的拓 扑目前有 Heric， H6 等多个拓扑。
申请号为 200920108583.4 的中国实用新型专利公开了采用 H6 拓扑结构的单相非 隔离型并网逆变器。具体参见图 1 所示的 H6 拓扑结构。
该专利单相非隔离型并网逆变器采用的 H6 拓扑结构中使用外加的二极管 D7、 D8 分别对电感 L1、 L2 进行续流。由于增加了外加的二极管， 使得半导体器件增多， 造成体积较 大， 损耗较多， 效率较低。
另外， 该专利只给出了单位功率因数的调制策略， 对于需求无功功率的应用场合 本领域技术人员无法实现调制。
发明内容 本发明要解决的技术问题是提供一种单相逆变器， 使用的半导体数目较少， 损耗 较小， 提高了转换效率， 降低了成本 ； 而且进一步提供了单相逆变器应用于单位功率因数的 调制策略和 / 或无功功率场合的调制策略。
本发明提供一种单相逆变器， 包括 ： 第一开关管、 第二开关管、 第三开关管、 第四开 关管、 第五开关管和第六开关管 ；
直流电源的正端通过依次串联的第一开关管、 第五开关管连接直流电源的负端 ； 直流电源的正端通过依次串联的第二开关管、 第三开关管、 第六开关管连接直流电源的负 端； 第四开关管的第一端与第一开关管的第二端相连， 第四开关管的第二端与第三开关管 的第二端相连 ；
第一开关管的第二端和第二开关管的第二端之间连接有交流负载 ；
所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时， 第三开关管反向并联第三二极 管， 且第四开关管反向并联第四二极管。
优选地， 所述单相逆变器还包括第一电感、 第二电感和第二电容 ；
所述第一开关管的第二端通过依次串联的第一电感、 第二电容和第二电感连接所 述第二开关管的第二端。
优选地， 所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时， 对应的四个工作模态分 别为 ：
第一工作模态 ： 第一、 三、 六开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第一开关管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感 - 第三开关管 - 第六开关管至直流电源 负母线 ；
第二工作模态 ： 第三开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第三开关管 - 第四二 极管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感至第三开关管 ；
第三工作模态 ： 第二、 四、 五开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第二开关管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感 - 第五开关管至直流电源负母线 ；
第四工作模态 ： 第四开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第四开关管 - 第三二 极管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感至第四开关管。
优选地， 所述第一、 六开关管的导通时序信号由正弦波和三角波进行比较产生， 在 所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管导通， 反之截止 ；
所述第二、 五开关管的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管导通， 反之截止 ；
所述第三开关管的导通时序信号， 在所述正弦波正半周期时第三开关管导通， 在 所述正弦波负半周期时第三开关管截止 ；
所述第四开关管的导通时序信号， 在所述正弦波负半周期时第四开关管导通， 在 所述正弦波正半周期时第四开关管截止。
本发明还提供一种单相逆变器， 包括 ： 第一开关管、 第二开关管、 第三开关管、 第四 开关管、 第五开关管和第六开关管 ； 直流电源的正端通过依次串联的第一开关管、 第五开关管连接直流电源的负端 ； 直流电源的正端通过依次串联的第二开关管、 第三开关管、 第六开关管连接直流电源的负 端； 第四开关管的第一端与第一开关管的第二端相连， 第四开关管的第二端与第三开关管 的第二端相连 ；
第一开关管的第二端和第二开关管的第二端之间连接有交流负载 ；
所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合和 / 或需求无功功率的场合时， 第一 开关管、 第二开关管、 第三开关管、 第四开关管、 第五开关管和第六开关管分别反向并联第 一二极管、 第二二极管、 第三二极管、 第四极管、 第五二极管和第六二极管。
优选地， 所述单相逆变器还包括第一电感、 第二电感和第二电容 ；
所述第一开关管的输出端通过依次串联的第一电感、 第二电容和第二电感连接所 述第二开关管的输出端。
优选地， 所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时， 对应的六个工作模态分 别为 ：
第一工作模态 ： 第一、 三、 六开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第一开关管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感 - 第六开关管至直流电源负母线 ；
第二工作模态 ： 第三、 四开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第三开关管 - 第 四二极管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感至第三开关管 ； 或， 电流经第四开关管 - 第三二极 管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感至第四开关管 ；
第三工作模态 ： 第二、 四、 五开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第二开关管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感 - 第五开关管至直流电源负母线 ；
第四工作模态 ： 第三、 四开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第四开关管 - 第 三二极管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感至第四开关管 ； 或， 电流经第三开关管 - 第四二极 管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感至第三开关管 ；
第五工作模态 ： 第一、 三、 六开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源负 母线 - 第六二极管 - 第三二极管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感 - 第一二极管至直流电源 正母线 ；
第六工作模态 ： 第二、 四、 五开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源负 母线 - 第五二极管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感 - 第二二极管至直流电源正母线。
优选地， 所述第一、 六开关管的导通时序信号由正弦波和三角波进行比较产生， 在 所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管导通， 反之截止 ；
所述第二、 五开关管的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管导通， 反之截止 ；
所述第三开关管的导通时序信号， 由所述正弦波的反向波与所述三角波进行比 较， 所述正弦波的反向波小于所述三角波时第三开关管导通， 反之截止 ；
所述第四开关管的导通时序信号， 由正弦波和三角波进行比较产生， 在所述正弦 波小于三角波时所述第四开关管导通， 反之截止。
优选地， 所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时， 对应的四个工作模态分 别为 ： 第一工作模态 ： 第一、 三、 六开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第一开关管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感 - 第三开关管 - 第六开关管至直流电源 负母线 ；
第二工作模态 ： 第三开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第三开关管 - 第四二 极管 - 第一电感 - 电网 VG- 第二电感至第三开关管 ；
第三工作模态 ： 第二、 四、 五开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经直流电源正 母线 - 第二开关管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感 - 第五开关管至直流电源负母线 ；
第四工作模态 ： 第四开关管导通， 其余开关管均截止 ； 电流经第四开关管 - 第三二 极管 - 第二电感 - 电网 VG- 第一电感至第四开关管。
优选地， 所述第一、 六开关管的导通时序信号由正弦波和三角波进行比较产生， 在 所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管导通， 反之截止 ；
所述第二、 五开关管的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管导通， 反之截止 ；
所述第三开关管的导通时序信号， 在所述正弦波正半周期时第三开关管导通， 在 所述正弦波负半周期时第三开关管截止 ；
或者， 所述第三开关管的导通时序信号， 由所述正弦波的反向波与所述三角波进 行比较， 所述正弦波的反向波小于所述三角波时第三开关管导通， 反之截止 ；
所述第四开关管的导通时序信号， 在所述正弦波负半周期时第四开关管导通， 在 所述正弦波正半周期时第四开关管截止 ；
或者， 所述第四开关管的导通时序信号， 由正弦波和三角波进行比较产生， 在所述 正弦波小于三角波时所述第四开关管导通， 反之截止。
与现有技术相比， 本发明具有以下优点 ：
本发明实施例所述单相逆变器包括六个开关管 ； 直流电源的正端通过依次串联的 第一开关管、 第五开关管连接直流电源的负端 ； 直流电源的正端通过依次串联的第二开关
管、 第三开关管、 第六开关管连接直流电源的负端 ； 且第四开关管的第一端与第一开关管的 第二端相连， 第四开关管的第二端与第三开关管的第二端相连 ； 第一开关管的第二端和第 二开关管的第二端之间连接有电网 ； 改变了现有单相逆变器的电路结构。而且在本发明实 施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时， 第三开关管和第四开关管分别反向并 联第三二极管和第四二极管通过第三开关管和第四开关管反向并联第三二极管和第四二 极管取代现有技术中的外置二极管， 同样满足第一、 二电感的续流， 节约了制造成本。
进一步， 本发明实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管， 这 样本发明实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的 两种调制策略， 而且采用需求无功功率的调制策略时， 即使所述单相逆变器当前工作于单 位功率因数状态， 也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切 换。 附图说明
图 1 是现有技术中采用 H6 拓扑结构的单相非隔离型并网逆变器拓扑图 ； 图 2a 是为本发明第一实施例所述单相逆变器拓扑图 ；图 2b 是为本发明第二实施例所述单相逆变器拓扑图 ；
图 3 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图 ；
图 4 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图 ；
图 5 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图 ；
图 6 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图 ；
图 7 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图 ；
图 8 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图 ；
图 9 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图 ；
图 10 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图 ；
图 11 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图 ；
图 12 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图 ；
图 13 是本发明第一、 二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的六 个开关管的导通时序图 ；
图 14 是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率场合下的六个开 关管的导通时序图。 具体实施方式
为使本发明的上述目的、 特征和优点能够更加明显易懂， 下面结合附图对本发明 的具体实施方式做详细的说明。
参见图 2a， 该图为本发明第一实施例所述单相逆变器拓扑图。
本发明第一实施例所述单相逆变器， 包括 ： 第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开 关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6。
直流电源的正端 ( 直流电源正母线 ) 通过第一电容 C1 连接直流电源的负端 ( 直 流电源负母线 )。直流电源的正端通过依次串联的第一开关管 T1、 第五开关管 T5 连接直流电源的 负端 ； 直流电源的正端通过依次串联的第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第六开关管 T6 连接 直流电源的负端。
第四开关管 T4 的第一端与第一开关管 T1 的第二端相连， 第四开关管 T4 的第二端 与第三开关管 T3 的第二端相连。
第一开关管 T1 的第二端 ( 第五开关管 T5 的第一端 ) 和第二开关管 T2 的第二端 ( 第三开关管 T3 的第一端 ) 之间连接交流负载。所述交流负载可以为电网。
本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时， 第三开关管 T3 反向并联第三二极管 D3， 且第四开关管 T4 反向并联第四二极管 D4。 第三二极管 D3、 第四二 极管 D4 可以分别是第三开关管 T3、 第四开关管 T4 内置的二极管。
所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6 均可以为 IGBT 管， 所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第 四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6 的第一端为集电极， 第二端为发射极。
所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6 还可以均为 MOSFET 等半导体器件。
本发明实施例所述单相逆变器的滤波电路具体可以采用 LC 型滤波器， 还可以采 用 L 型或 LCL 型滤波器作为滤波电路。
参见图 2a， 本发明第一实施例所述单相逆变器具体可以包括第一电感 L1、 第二电 感 L2 和第二电容 C 作为滤波电路。
所述第一开关管 T1 的第二端通过依次串联的第一电感 L1、 第二电容 C 和第二电感 L2 连接所述第二开关管 T2 的第二端 ( 或， 第三开关管 T3 的第一端 )。
参见图 3 至图 6， 图 3 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应 的拓扑图 ； 图 4 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图 ； 图5 是本发明第一实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图 ； 图 6 是本发明第一 实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图。
本发明第一实施例所述单相逆变器只能应用于单位功率因数的场合时调制策略， 对应的四个工作模态分别为 ：
第一工作模态， 电流回路参见图 3 ： 第一、 三、 六开关管 T1、 T3、 T6 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第一开关管 T1- 第一电感 L1- 电网 VG- 第 二电感 L2- 第三开关管 T3- 第六开关管 T6 至直流电源负母线。
第二工作模态， 电流回路参见图 4( 第一、 二电感 L1、 L2 正向续流 ) ： 第三开关管 T3 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第三开关管 T3- 第四二极管 D4- 第一电感 L1- 电网 VG- 第二电感 L2 至第三开关管 T3。
第三工作模态， 电流回路参见图 5 ： 第二、 四、 五开关管 T2、 T4、 T5 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第二开关管 T2- 第二电感 L2- 电网 VG 第 一电感 L1- 第五开关管 T5 至直流电源负母线。
第四工作模态， 电流回路参见图 6( 第一、 二电感 L1、 L2 负向续流 ) ： 第四开关管 T4 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第四开关管 T4- 第三二极管 D3- 第二电感 L2- 电网 VG- 第一电感 L1 至第四开关管 T4。参见图 13， 该图为本发明第一、 二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场 合下的六个开关管的导通时序图。
本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下 ( 电压为正时电 流为正， 电压为负时电流为负 ) 调制策略六个开关管的导通时序 ：
所述第一、 六开关管 T1、 T6 的导通时序信号由正弦波和三角波进行比较产生， 在 所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管 T1、 T6 导通， 反之截止。
所述第二、 五开关管 T2、 T5 的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行 比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管 T2、 T5 导通， 反之截止。
所述第三开关管 T3 的导通时序信号， 在所述正弦波正半周期时第三开关管 T3 导 通， 在所述正弦波负半周期时第三开关管 T3 截止。
所述第四开关管 T4 的导通时序信号， 在所述正弦波负半周期时第四开关管 T4 导 通， 在所述正弦波正半周期时第四开关管 T4 截止。
本发明第一实施例所述单相逆变器包括六个开关管 ； 直流电源的正端通过依次串 联的第一开关管 T1、 第五开关管 T5 连接直流电源的负端 ； 直流电源的正端通过依次串联的 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第六开关管 T6 连接直流电源的负端 ； 且第四开关管 T4 的第 一端与第一开关管 T1 的第二端相连， 第四开关管 T4 的第二端与第三开关管 T3 的第二端相 连； 第一开关管 T1 的第二端和第二开关管 T2 的第二端之间连接有电网 VG ； 改变了现有单 相逆变器的电路结构。 而且在本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场 合时， 第三开关管 T3 和第四开关管 T4 分别反向并联第三二极管 D3 和第四二极管 D4。通过 第三开关管 T3 和第四开关管 T4 反向并联第三二极管 D3 和第四二极管 D4 取代现有技术中 的外置二极管， 同样满足第一、 二电感 L1、 L2 的续流， 节约了制造成本。 参见图 2b， 该图为本发明第二实施例所述单相逆变器拓扑图。
本发明第二实施例所述单相逆变器与第一实施例的区别在于， 每个开关管分别反 向并联一个二极管。具体地， 第一开关管 T1 反向并联第一二极管 D1 ； ， 第二开关管 T2 反 向并联第二二极管 D2 ； 第三开关管 T3 反向并联第三二极管 D3 ； 第四开关管 T4 反向并联第 四二极管 D4 ； 第五开关管 T5 反向并联第五二极管 D5 ； 第六开关管 T6 反向并联第六二极管 D6。上述二极管可以分别是对应开关管的内置二极管。
同样， 所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开 关管 T5 和第六开关管 T6 均可以为 IGBT 管， 所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6 的第一端为集电极， 第二端为发射极。
所述第一开关管 T1、 第二开关管 T2、 第三开关管 T3、 第四开关管 T4、 第五开关管 T5 和第六开关管 T6 还可以均为 MOSFET 等半导体器件。
本发明第二实施例所述单相逆变器还包括第一电感 L1、 第二电感 L2 和第二电容 C。
所述第一开关管 T1 的第二端通过依次串联的第一电感 L1、 第二电容 C 和第二电感 L2 连接所述第二开关管 T2 的第二端。
本发明第二实施例所述单相逆变器不仅可以应用于单位功率因数的场合， 还可以 应用于需求无功功率的场合。
参见图 7 至图 12， 图 7 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对
应的拓扑图 ； 图 8 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图 ； 图 9 是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图 ； 图 10 是本发明 第二实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图 ； 图 11 是本发明第二实施例 所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图 ； 图 12 是本发明第二实施例所述单相逆 变器处于第六工作模态对应的拓扑图。
本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时， 电 流回路参见图 7 至图 12 所示， 对应的四个工作模态 ：
第一工作模态， 电流回路参见图 7 ： 第一、 三、 六开关管 T1、 T3、 T6 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第一开关管 T1- 第一电感 L1- 电网 VG- 第 二电感 L2- 第三开关管 T3- 第六开关管 T6 至直流电源负母线。
第二工作模态， 电流回路参见图 8 ： ( 第一、 二电感 L1、 L2 正向续流 ) ： 第三开关管 T3 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第三开关管 T3- 第四二极管 D4- 第一电 感 L1- 电网 VG- 第二电感 L2 至第三开关管 T3。
第三工作模态， 电流回路参见图 9 ： 第二、 四、 五开关管 T2、 T4、 T5 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第二开关管 T2- 第二电感 L2- 电网 VG- 第 一电感 L1 第五开关管 T5 至直流电源负母线。 第四工作模态， 电流回路参见图 10 ： ( 第一、 二电感 L1、 L2 负向续流 ) ： 第四开关管 T4 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第四开关管 T4- 第三二极管 D3- 第二电 感 L2- 电网 VG- 第一电感 L1 至第四开关管 T4。
本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时， 电流回路参见 图 7 至图 12 所示。
本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时的调制策略， 对 应的六个工作模态分别为 ：
第一工作模态， 电流回路参见图 7 ： 第一、 三、 六开关管 T1、 T3、 T6 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第一开关管 T1- 第一电感 L1- 电网 VG- 第 二电感 L2- 第三开关管 T3- 第六开关管 T6 至直流电源负母线。
第二工作模态， 电流回路参见图 8 ： ( 第一、 二电感 L1、 L2 正向或负向续流 ) ： 第三 开关管 T3 和第四开关管 T4 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第三开关管 T3- 第四二极管 D4- 第一电感 L1- 电网 VG- 第二电感 L2 至第三开关管 T3 ； 或者电流的路径 为： 电流经第四开关管 T4- 第三二极管 D3- 第二电感 L2- 电网 VG- 第一电感 L1 至第四开关 管 T4。
这时由于在需求无功功率场合下， 调制后的实际电压 u 为正时， 实际电流 i 可能为 正也可能为负， 因此需要保证上述两个电流路径均可以导通， 即第三开关管 T3 和第四开关 管 T4 同时保持导通状态。
第三工作模态， 电流回路参见图 9 ： 第二、 四、 五开关管 T2、 T4、 T5 导通， 其余开关管 均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源正母线 - 第二开关管 T2- 第二电感 L2- 电网 VG- 第 一电感 L1 第五开关管 T5 至直流电源负母线。
第四工作模态， 电流回路参见图 10 ： ( 第一、 二电感 L1、 L2 负向或正向续流 ) ： 第 三开关管 T3 和第四开关管 T4 导通， 其余开关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经第四开关管
T4- 第三二极管 D3- 第二电感 L2- 电网 VG- 第一电感 L1 至第四开关管 T4 ； 或者电流的路径 为： 电流经第三开关管 T3- 第四二极管 D4- 第一电感 L1- 电网 VG- 第二电感 L2 至第三开关 管 T3。
第五工作模态， 电流回路参见图 11 ： 第一、 三、 六开关管 T1、 T3、 T6 导通， 其余开关 管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源负母线 - 第六二极管 D6- 第三二极管 D3- 第二电 感 L2- 电网 VG- 第一电感 L1- 第一二极管 D1 至直流电源正母线。
第六工作模态， 电流回路参见图 12 ： 第二、 四、 五开关管 T2、 T4、 T5 导通， 其余开 关管均截止 ； 电流的路径为 ： 电流经直流电源负母线 - 第五二极管 D5- 第一电感 L1- 电网 VG- 第二电感 L2- 第二二极管 D2 至直流电源正母线。
由于需求无功功率场合的上述六个工作模态的存在， 因此每个开关管均需要反向 并联有一个二极管， 以提供上述电流通道。
参见图 14， 该图是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率场合下 的六个开关管的导通时序图。
本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合 ( 电压为正时电 流可能为正也可能为负， 电压为负时电流可能为正也可能为负 ) 调制策略对应六个开关管 的导通时序 ： 所述第一、 六开关管 T1、 T6 的导通时序信号由正弦波 ( 即图 10 中的电压 u 调制 波 ) 和三角波进行比较产生， 在所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管 T1、 T6 导通， 反之截止。
所述第二、 五开关管 T2、 T5 的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行 比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管 T2、 T5 导通， 反之截止。
所述第三开关管 T3 的导通时序信号， 由所述正弦波的反向波与所述三角波进行 比较， 所述正弦波的反向波小于所述三角波时第三开关管导通， 反之截止。
所述第四开关管 T4 的导通时序信号， 由正弦波和三角波进行比较产生， 在所述正 弦波小于三角波时所述第四开关管导通， 反之截止。
本发明第二实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管， 这样本 发明第二实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的 两种调制策略。并且当采用需求无功功率的调制策略时， 即使所述单相逆变器当前工作于 单位功率因数状态， 也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切 换。
当采用需求无功功率的调制策略时， 所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状 态， 可以使用图 13 所示的调制策略 ( 具体调制策略参见前文所述 )， 也可以继续用图 14 所 示的无功功率的调制策略。
参见图 14， 具体说明如下 ：
所述第一、 六开关管 T1、 T6 的导通时序信号由所述正弦波和三角波进行比较产 生， 在所述正弦波大于三角波时所述第一、 六开关管 T1、 T6 导通， 反之截止 ；
所述第二、 五开关管 T2、 T5 的导通时序由所述正弦波的反向波与所述三角波进行 比较， 所述正弦波的反向波大于所述三角波时第二、 五开关管 T2、 T5 导通， 反之截止 ；
所述第三开关管 T3 的导通时序信号， 由所述正弦波的反向波与所述三角波进行
比较， 所述正弦波的反向波小于所述三角波时第三开关管 T3 导通， 反之截止 ；
所述第四开关管 T4 的导通时序信号， 由正弦波和三角波进行比较产生， 在所述正 弦波小于三角波时所述第四开关管 T4 导通， 反之截止。
以上所述， 仅是本发明的较佳实施例而已， 并非对本发明作任何形式上的限制。 虽 然本发明已以较佳实施例揭露如上， 然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人 员， 在不脱离本发明技术方案范围情况下， 都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明 技术方案做出许多可能的变动和修饰， 或修改为等同变化的等效实施例。 因此， 凡是未脱离 本发明技术方案的内容， 依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、 等同 变化及修饰， 均仍属于本发明技术方案保护的范围内。