电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法.pdf

摘要
申请专利号：	CN201110444299.6	申请日：	2011.12.27
公开号：	CN102427302A	公开日：	2012.04.25
当前法律状态：	授权	有效性：	有权
法律详情：	专利权的转移IPC(主分类):H02M 7/48登记生效日:20180426变更事项:专利权人变更前权利人:中国东方电气集团有限公司变更后权利人:东方电气股份有限公司变更事项:地址变更前权利人:610036 四川省成都市金牛区蜀汉路333号变更后权利人:610000 四川省成都市高新西区西芯大道18号\|\|\|授权\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H02M 7/48申请日:20111227\|\|\|公开
IPC分类号：	H02M7/48(2007.01)I; H02M7/483(2007.01)I; H02M3/155	主分类号：	H02M7/48
申请人：	中国东方电气集团有限公司
发明人：	唐健; 吴建东; 况明伟
地址：	610036 四川省成都市金牛区蜀汉路333号
优先权：
专利代理机构：	成都天嘉专利事务所(普通合伙) 51211	代理人：	方强
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内容摘要

本发明涉及电力电子拓扑、多电平技术、中点控制技术，特别是电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法，该结构包括DC/AC环节和DC/DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器，该调制方法通过中点平衡控制策略持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点电位偏移，并在中点电位出现明显偏移时实施强制恢复；本拓扑结构可使储能系统输出的高频功率波动在直流母线得到缓冲，对电池组起到保护作用；三电平结构使输出电压等级更高，对变压器要求相对降低，系统效率更高；本发明应用于10MW级电池储能系统时，DC/AC环节无须并联，可靠性提高。

权利要求书

1：电池储能用全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构，其特征在于：包括 DC/AC 环节和 DC/ DC 环节， DC/AC 环节为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器， DC/DC 环节为半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器。2：根据权利要求 1 所述的拓扑结构，其特征在于：所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器包括三组三电平 H 桥臂，分别对应 A、 B、 C 三相，每相 H 桥的结构和参数相同；每个 H 桥均为标准 NPC 三电平电路，由两个 NPC 三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为 T1+、 T2+、 T3+、 T4+ ；负桥臂开关器件从上到下为 T1-、 T2-、 T3-、 T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即 T1+ 和 T2+、 T1- 和 T2- 的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点 M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即 T3+ 和 T4+、 T3- 和 T4- 的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与 M 点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点 M ；所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的半桥桥臂与六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器和所述直流母线及其中点 M 相连。3：根据权利要求 1 或 2 所述的拓扑结构，其特征在于：所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的桥臂上，包括四个串联的全空器件 T1、 T2、 T3、 T4，位于中间的两个全空器件 T2、 T3 的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极 E-，电池组 E 的正极 E+ 与平波电抗器串联；当单个半桥双向 NPC 三电平 DC/DC 变换器的容量无法达到 DC/ AC 环节的容量时，通过将多个 DC/DC 环节并联至直流母线及其中点 M 的方式实现容量的匹配。4：根据权利要求 3 所述的拓扑结构，其特征在于：当所述拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，平波电抗器的电感取值 L f 满足以下条件： L f ＜ U L /Rt imax 其中， U L 表示平波电抗器两端电压， Rt imax 为电感电流的最大变化率，该 L f 的范围取值满足有功功率最大变化率要求；由于根据功率流向的不同， U L 的取值范围跨越正、负区间，故应当满足无论 U L 在正或负区间，当 U L 的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故 U L 应当满足：在满足功率变化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。5：根据权利要求 1 或 4 所述的拓扑结构，其特征在于：所述 DC/DC 环节的变换器的总容量与 DC/AC 环节的变换器的总容量一致， DC/DC 环节的器件选型与 DC/AC 环节的器件在额定电压上一致。6：根据权利要求 1 或 4 所述的拓扑结构，其特征在于：所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器的单相输出电压表示为：其中，为 2 时， j 相正桥臂最上面两个开关器件导通， 2 为 1 时， j 相正桥臂中间两个器件导通，为 0 时， j 相正桥臂最下面两个器件导通；为 2 时， j 相负桥臂最上面两为 1 时， j 相负桥臂中间两个器件导通，为 0 时， j 相负桥臂最下面个开关器件导通，两个器件导通；各相正、负桥臂构成的 H 桥对应输出 -1， -0.5， 0， 0.5， 1 五个等级的电平，输出电平和电压指令均以 Udc 为单位归一化处理。7：针对权利要求 6 所述拓扑结构的调制方法，其特征在于：所述六桥臂 NPC 三电平 DC/ AC 变换器的每相 H 桥有九种开关状态，五个输出电平，当单相的正或负桥臂开关状态为 2 或 0 时， isc 对中点电位没有影响；当开关状态为 1 时，若 Udc1>Udc2 ，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若 Udc18：根据权利要求 7 所述的调制方法，其特征在于：为控制中点电位平衡， j 相电压指令 Ur* 在不同输出电平范围、直流母线上下电容电压 Udc1 和 Udc2 、输出 j 相电流 isj (j =a,b 或 c ) 满足如下关系时，对应的开关策略如下： A、当 0.50，则开关状态选取： 1 时，若 Udc1>Udc2， isjUdc2， isj>0，则开关状态选取： =1, 0.5 时，若 Udc1>Udc2， isjUdc2， isj >0，则开关状态选取： =1, 0 时，若 Udc1>Udc2， isj 0，则开关状态选取： =1,0, -0.5 时，若 Udc1>Udc2， isj9：根据权利要求 8 所述的调制方法，其特征在于：所述拓扑结构在两电平模式下工作时，将电平从 0 跳变到 0.5 的时间提前击时间仅仅为 4 ，把电平从 0.5 跳变到 1 的时间推迟，且大于器件完全导通、关断所需时间，则将 du/dt 控制到普通三电平等级，而 id 对中点电位的冲，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下： Vdc_ref 表示半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的参考电压， Ts 为采用周期；当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。

说明书

电池储能用全 NPC 三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法
    技术领域本发明涉及电力电子拓扑、多电平技术、中点控制技术，特别是电池储能用全 NPC 三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法。
     背景技术电池储能装置在风电场接入电网的电能稳定，核电站应急电源系统、核电站备用电池车等大功率领域具有重要的应用价值和市场。电池储能变换器是储能系统的重要组件，随着储能市场的迅速扩大，众多世界一流厂商都基于原有技术推出了电池储能变流器产品，如 ABB 的 PCS100-ESS 就是在 PCS100 通用变流器模块的基础上发展起来的。从技术的角度考虑，将原有的 DC/AC 变换器通过并联扩容用于电池储能系统，存在两方面的问题：一是单级 DC/AC 变换器直接和电池连接，快速小幅度的功率波动直接由电池组承受，影响电池寿命，而电池成本占到了整个系统成本的 60% 以上；二是两电平的单级变换器，考虑电池输出直流电压的因素，一般输出电压为低压，电压范围一般为几百伏，和风场的 10kV 母线或者核电站的母线连接时需要高升压比的大功率变压器，由于低压侧存在巨大电流，对变压器的设计、性能等要求非常高。
     发明内容
     本发明为解决上述技术问题，提供了电池储能用的 DC/DC/AC（Direct Current/ Direct Current/Alternative Current，直流 / 直流 / 交流）全 NPC（Neutral-Point Clamped, 中点钳位）三电平两级变换器拓扑结构，采用全三电平 NPC 拓扑结构，兼顾了大容量、电压等级以及电池电压匹配的问题，高频功率流动的影响在两级之间的 DC 环节得到有效的缓冲，对电池组起到保护作用；同时，针对 NPC 全三电平结构的中电电压平衡问题，完全解决该新型结构的中点电位平衡问题。
     本发明的实施方案如下：电池储能用全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构，其特征在于：包括 DC/AC （Direct Current/Alternative Current，直流 / 交流）环节和 DC/DC（Direct Current/ Direct Current，直流 / 直流）环节， DC/AC 环节为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器， DC/DC 环节为半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器；所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器包括三组三电平 H 桥臂，分别对应 A、 B、 C 三相，每相 H 桥的结构和参数相同；每个 H 桥均为标准 NPC 三电平电路，由两个 NPC 三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为 T1+、 T2+、 T3+、 T4+ ；负桥臂开关器件从上到下为 T1-、 T2-、 T3-、 T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即 T1+ 和 T2+、 T1- 和 T2- 的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点 M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即 T3+ 和 T4+、 T3- 和 T4- 的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与 M 点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点 M ；所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的半桥桥臂与六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器和所述直流母线及其中点 M 相连；所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的桥臂上，包括四个串联的全空器件 T1、 T2、 T3、 T4，位于中间的两个全空器件 T2、 T3 的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极 E-，电池组 E 的正极 E+ 与平波电抗器串联；当单个半桥双向 NPC 三电平 DC/DC 变换器的容量无法达到 DC/AC 环节的容量时，可以通过将多个 DC/DC 环节并联至直流母线及其中点 M 的方式实现容量的匹配。
     所述 DC/DC/AC 全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，由于半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的平波电抗器的电感取值 Lf 与电流纹波的大小以及 DC/DC 环节的响应速度密切相关， DC/DC 环节的响应速度直接关系到网侧变换器直流电压的稳定和储能系统的功率控制效果，所以平波电抗器取值满足以下条件： L f ＜ U L /Rt imax 其中， U L 表示平波电抗器两端电压， Rt imax 为电感电流的最大变化率，该范围取值满足有功功率最大变化率要求。
     关于所述平波电抗器取值的范围推导过程如下：由上述 DC/DC/AC 的全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构可知：（1-1）U dc 表示直流母线电压， D 为调制信号占空比， E 为储能电池电压。其中，
     由于 D 可以在 0~1 之间变换，故（DU dc - E）的取值范围为：（1-2）UL 表示电感两端电压，而电流变化率其中，由储能系统的有功功率变化率决定，储能系统的有功功率变化率可以表示为式（3-4）所示：（1-3）其中 Rt p 表示有功功率的变化率， Δp 表示 Δt 时间内有功功率的变化量。有功功率的最大变化率用表示。则电感电流的最大变化率可以表示为：（1-4）故由式（1-1）、式（1-3）和式（1-4）可知，为满足有功功率最大变化率要求，平波电抗器取值应满足以下条件，即：（1-5）由于根据功率流向的不同， U L 的取值范围跨越正、负区间，故在利用式（1-5）计算 Lf 取值范围时，应当满足无论 U L 在正或负区间，当 U L 的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故 U L 应当按照式（1-6）进行计算：（1-6）在满足功率变化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。
     DC/DC 环节的器件选型在额定电压上与 DC/AC 环节一致，额定电流可以与 DC/AC 环节不一致，只要保证 DC/DC 环节的并联变换器的总容量与 DC/AC 环节一致则可。
     三电平变换器具有 du/dt ( 变换器开关状态转换过程的电压变化率 ) 小、开关损耗小、耐压等级高的优点，缺点是中点电位不易控制，中点电位偏移会对变换器的安全造成严重影响甚至影响系统的安全。本发明针对 DC/DC/AC 全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构，基于 DPWM（Direct Pulse Width Modulation，直接脉冲宽度调制）技术，提出一整套解决该结构储能变换器中点电位不平衡问题的解决方案，通过新型调制技术，在不增加辅助电路的前提下解决中点不平衡问题。
     所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器的 j 相输出电压表示为：（2-1）其中，用 S 表示桥臂的开关状态：为 2 时， j 相正桥臂最上面两个开关器件 T1+、 T2+ 导通；为 1 时， j 相正桥臂中间两个器件 T2+、 T3+ 导通；为 0 时， j 相正桥臂最下面两个器件 T3+、 T4+ 导通；为 2 时， j 相负桥臂最上面两个开关器件 T1-、 T2- 导通；为 1 时，j 相负桥臂中间两个器件 T2-、 T3- 导通；为 0 时， j 相负桥臂最下面两个器件 T3-、 T4- 导通；各相桥臂（即正负桥臂组成的 H 桥）对应输出 -1， -0.5， 0， 0.5， 1 五个等级的电平（输出。电平和电压指令均以 Udc 为单位归一化处理）
     根据直接 DPWM 调制原理，当指令电压 Vr* 落在两个电平 V a 和 V b 之间时，该指令可以由 V a 和 V b 合成指令电平，表示为下式：（2-2）其中， Ts 为采样周期。根据式（2-2）可以得到式（2-3）（2-3）由此，可以得到一个采样周期内 j 相输出电平 V a 和 V b 的作用时间 ta 、 tb 的计算公式如下（2-4）因为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器的每相 H 桥有 9 种开关状态，但是只有 5 个输出电平，以 C 相为例，也有不同输出电平对应的开关状态，如下：（2-5）从式（2-5）可知，电平 -0.5、 0、 0.5 都有冗余开关状态组合可以选择。当开关状态为 2 或 1 时， j 相输出电流 isj 对中点电位没有影响。当开关状态为 1 时，若 Udc1>Udc2 ，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若 Udc1     和同时为 1 时，中点电位不受相电流影响。故根据上述结论可以得出开关状态的选择策略，如表 2 所示。表 2 开关状态的选择策略对以上情况逐一分析：（1） Udc1>Udc2， 0.50 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（2） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j- 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（3） Udc1>Udc2， 00 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（4） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j- 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（5） Udc1>Udc2， -0.50 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（6） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数9输出电平 -0.5，电102427302 A CN 102427311说明书6/15 页电流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -0.5，对中点没有任何影响；开关函数电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（7） Udc1>Udc2， -10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 -1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 -0.5，电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（8） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 -1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -1，对中点没有任何影响；开关函数输出电平 -0.5，电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移。
     根据上述分析可知，该中点平衡控制策略能够持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平 DPWM 调制的同时简单地实现中点平衡控制。
     为了提高电压等级，半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器采用三电平结构，但和半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 结构不同的是：由于 DC/DC 侧电流为直流量，当直流电流持续流入或者流出中点的时候若开关函数为 1 的状态持续时间较长导致在某段时间内流入或者流出中点的电流作用效果强于六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器对中点电位的控制作用，则中点电位将会出现严重的偏移，对器件的安全造成威胁，为了解决该问题，本发明提出了一种中点电位强制恢复解决方案，有效控制了中点电位严重偏移问题且不会增加 du/ dt 。
     由于半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的电流 id 为直流量，只有当功率方向改变时电流方向才会发生改变，持续的单向电流必然会对中点电位构成严重冲击。正常工作状态下，由于电池电压一般比电容电压的二分之一还要低，故半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的开关函数 Sdc 长期工作在 0， 1 状态，而六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器实时工作在中点控制状态且每一相变换器都对中点电位有很强的控制能力，能够吸收掉半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器对中点电位的全部或者部分扰动。但是，当 BESS 有功功率流突变或是电池电压较高导致占空比 Ddc 较大， Sdc= 1 态的工作时间增长，从而对中点电位构成冲击。为了保证动态过程中系统的安全稳定工作，控制策略中包含了一种中点电位强制恢复策略。
     由分析可知，只有当 Sdc= 1 时，才会对中点电位造成影响，故如果能在故障状态中尽量使半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器避免或是尽量少的工作在 Sdc= 1 的状态则能有效控制中点电位。
     工作在两电平模式下时，由于半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器永远不会输出 Sdc= 1 对应的电平，故不会对中点电位造成冲击，但是两电平模式下，开关应力大、电磁干扰严重。事实上，只需要对该工作模式做少许改进，则可以有效的抑制 du/dt 。只需要将电平从 0 跳变到 0.5 的时间提前间仅仅为 4 ，把电平从 0.5 跳变到 1 的时间推迟，且大于器件完全导通、关断所需时间，则可将 du/dt 控制到普通三电平等级，而 id 对中点电位的冲击时，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下：（3-1）其中， Vdc_ref 表示参考电压， Ts 为采用周期。
     当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。
     本发明的有益效果如下： 1、本发明可以使得高频的功率波动在直流母线得到缓冲，对电池组起到保护作用； 2、多电平结构可以使得容量更大、系统效率更高、电压等级更高、对变压器的要求相对降低； 3、通过该调制方法可以有效解决该 NPC 结构的中点电位不平衡问题； 4、在大容量应用中（如 10MW 级应用等级）， DC/AC 环节无须并联，可靠性提高。附图说明
     图 1 为本发明的拓扑结构示意图图 2 为本发明的单个半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的结构示意图图 3 为本发明为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器 j 相（j=a,b,c ）桥臂的结构示意图图 4 为本发明 DC/AC 环节的 j 相（j=a,b,c ）输出电平示意图图 5 为本发明的中点电位强制恢复控制原理图。具体实施方式
     下面结合附图对本发明做进一步说明。
     如图 1 所示，电池储能用全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构，包括 DC/AC 环节和 DC/DC 环节， DC/AC 环节为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器， DC/DC 环节为半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器；如图 3 所示，所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器包括三组三电平 H 桥臂，分别对应 A、B、 C 三相，每相 H 桥的结构和参数相同；每个 H 桥均为标准 NPC 三电平电路，由两个 NPC 三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为 T1+、 T2+、 T3+、 T4+ ；负桥臂开关器件从上到下为 T1-、 T2-、 T3-、 T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即 T1+ 和 T2+、 T1- 和 T2- 的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点 M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即 T3+ 和 T4+、 T3- 和 T4- 的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与 M 点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点 M ；所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的半桥桥臂与六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器和所述直流母线及其中点 M 相连；如图 2 所示，所述半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的桥臂上，包括四个串联的全空器件 T1、 T2、 T3、 T4，位于中间的两个全空器件 T2、 T3 的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极 E-，电池组 E 的正极 E+ 与平波电抗器串联；当单个半桥双向 NPC 三电平 DC/DC 变换器的容量无法达到 DC/AC 环节的容量时，可以通过将多个 DC/DC 环节并联至直流母线及其中点 M 的方式实现容量的匹配。所述 DC/DC/AC 全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，由于半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器的平波电抗器的电感取值 Lfy 与电流纹波的大小以及 DC/DC 环节的响应速度密切相关， DC/DC 环节的响应速度直接关系到网侧变换器直流电压的稳定和储能系统的功率控制效果，所以平波电抗器取值满足以下条件： L f ＜ U L /Rt imax 其中， U L 表示平波电抗器两端电压， Rt imax 为电感电流的最大变化率，该范围取值满足有功功率最大变化率要求。
     关于所述平波电抗器取值的范围推导过程如下：由上述 DC/DC/AC 的全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构可知：
     （1-1）U dc 表示直流母线电压， D 为调制信号占空比， E 为储能电池电压。其中，
     由于 D 可以在 0~1 之间变换，故（DU dc - E）的取值范围为：（1-2）UL 表示电感两端电压，而电流变化率其中，由储能系统的有功功率变化率决定，储能系统的有功功率变化率可以表示为式（3-4）所示：（1-3）其中 Rt p 表示有功功率的变化率， Δp 表示 Δt 时间内有功功率的变化量。有功功率的最大变化率用表示。则电感电流的最大变化率可以表示为：（1-4）故由式（1-1）、式（1-3）和式（1-4）可知，为满足有功功率最大变化率要求，平波电抗器取值应满足以下条件，即：（1-5）由于根据功率流向的不同， U L 的取值范围跨越正、负区间，故在利用式（1-5）计算 Lf 取值范围时，应当满足无论 U L 在正或负区间，当 U L 的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故 U L 应当按照式（1-6）进行计算：（1-6）在满足功率变化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。
     不同的器件可以提供不同的耐压能力和系统容量，表 1 给出了采用不同器件时的三电平 NPC 六桥臂变换器容量等级， 1700V 器件从经济性和总容量等因素考虑，都是非常理想的选择，可以作为 10MW 电池储能 AC/DC 双级三电平 NPC 变换器的推荐方案提供，之所以着重提出 10MW 的方案，是因为 10MW 储能系统在中国的 50MW 风场的功率平抑应用中是非常适合的选择。另外，作为核电站的备用电池系统， 10MW 也正好符合符合要求。
     表 1 不同 IGBT 器件应用于 AC/DC 双级三电平 NPC 变换器的关键指标13102427302 A CN 102427311说明DC/DC 环节的器件选型在额定电压上与 DC/AC 环节一致，额定电流可以与 DC/AC 环节不一致，只要保证 DC/DC 环节的并联变换器的总容量与 DC/AC 环节一致则可。由于电池的成器件额定电流（A） 3600 1500 900 600 直流母线电压 max.（V） 2200 4200 5800 8400 交流输出相电压 max.（V） 1500 2900 4100 5900 容量 Max.（MVA） 10 8 6.5 6.514器件类型 IGBT IGBT HV-IGBT HV-IGBT器件额定电压（V） 1700 3300 4500 6500书10/15 页102427302 A CN 102427311说明书11/15 页组电压等级一般不会太高，通常在 1000V 左右甚至更低，以 1000V 电池为例，单个 DC/DC 的容量为通过 5 个 DC/DC 模块的并联可以达到 10MW 容量。
     三电平变换器具有 du/dt ( 变换器开关状态转换过程的电压变化率 ) 小、开关损耗小、耐压等级高的优点，缺点是中点电位不易控制，中点电位偏移会对变换器的安全造成严重影响甚至影响系统的安全。本发明针对 DC/DC/AC 全 NPC 三电平两级变换器拓扑结构，基于 DPWM（Direct Pulse Width Modulation，直接脉冲宽度调制）技术，提出一整套解决该结构储能变换器中点电位不平衡问题的解决方案，通过新型调制技术，在不增加辅助电路的前提下解决中点不平衡问题。
     所述六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器的 j 相输出电压表示为：（2-1）j 相正桥臂最上面两个开关其中，用 S 表示桥臂的开关状态，如图 3 所示：为 2 时，T2+ 导通，器件 T1+、为 1 时， j 相正桥臂中间两个器件 T2+、 T3+ 导通，为 0 时， j 相正T4+ 导通；为 2 时， j 相负桥臂最上面两个开关器件 T1-、 T2- 导桥臂最下面两个器件 T3+、通，为 1 时， j 相负桥臂中间两个器件 T2-、 T3- 导通，为 0 时， j 相负桥臂最下面两个器件 T3-、 T4- 导通；各相桥臂（即正负桥臂组成的 H 桥）对应输出 -1， -0.5， 0， 0.5， 1 五个等级的电平，如图 4 所示，输出电平和电压指令均以 Udc 为单位归一化处理。
     根据直接 DPWM 调制原理，当指令电压 Vr* 落在两个电平 V a 和 V b 之间时，该指令可以由 V a 和 V b 合成指令电平，表示为下式：（2-2）其中， Ts 为采样周期。根据式（2-2）可以得到式（2-3）（2-3）由此，可以得到一个采样周期内 j 相输出电平 V a 和 V b 的作用时间 ta 、 tb 的计算公式如下（2-4）因为六桥臂 NPC 三电平 DC/AC 变换器的每相 H 桥有 9 种开关状态，但是只有 5 个输出电平，以 C 相为例，也有不同输出电平对应的开关状态，如下：（2-5）从式（2-5）可知，电平 -0.5、 0、 0.5 都有冗余开关状态组合可以选择。分析图 3 可知，当开关状态为 2 或 1 时， j 相输出电流 isj 对中点电位没有影响。当开关状态为 1 时，若 Udc1>Udc2 ，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若 Udc1     表 2 开关状态的选择策略对以上情况逐一分析：（1） Udc1>Udc2， 0.50 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（2） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j- 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（3） Udc1>Udc2， 00 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（4） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j- 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（5） Udc1>Udc2， -0.50 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 +0，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（6） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 +1，且对中点没有任何影响；开关函数17输出电平 -0.5，电102427302 A CN 102427311说明书14/15 页电流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -0.5，对中点没有任何影响；开关函数电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；（7） Udc1>Udc2， -10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 -1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 -0.5，电流从 j+ 桥臂流入中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -1，对中点没有任何影响；开关函数流从 j- 桥臂流入中点，抑制中点偏移；（8） Udc10 时，电流从 j+ 桥臂流入而从 j- 桥臂流出；故当 isj>0 时，开关函数输出电平 -1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平 +0.5，电电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移；当 isj<0 时，电流从 j+ 桥臂流出中点而从 j- 桥臂流入中点；故当 isj<0 时，开关函数输出电平 -1，对中点没有任何影响；开关函数输出电平 -0.5，电流从 j+ 桥臂流出中点，抑制中点偏移。
     根据上述分析可知，该中点平衡控制策略能够持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平 DPWM 调制的同时简单地实现中点平衡控制。
     为了保证动态过程中系统的安全稳定工作，控制策略中包含了一种中点电位强制恢复策略。如图 5 所示，中点电位强制恢复控制原理图， Vdc_ref 表示参考电压， Ts 为采用周期， To 为半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器工作在两电平模式下时 Sdc= 2 的作用时间。
     工作在两电平模式下时，由于半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器永远不会输出 Sdc= 1 对应的电平，故不会对中点电位造成冲击，但是两电平模式下，开关应力大、电磁干扰严重。事实上，只需要对该工作模式做少许改进，则可以有效的抑制 du/dt 。图 5 中的点线给出了合成 Vdc_ref 的三电平时间片分割线，从图中可以看出，只需要将电平从 0 跳变到 0.5 的时间提前，把电平从 0.5 跳变到 1 的时间推迟，且大于器件完全导通、关断所需时间，则可将 du/dt 控制到普通三电平等级，而 id 对中点电位的冲击时间仅仅为 4 ，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下：当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向 NPC 三电平并联 DC/DC 变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。

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1、(10)申请公布号 CN 102427302 A (43)申请公布日 2012.04.25 C N 1 0 2 4 2 7 3 0 2 A *CN102427302A* (21)申请号 201110444299.6 (22)申请日 2011.12.27 H02M 7/48(2007.01) H02M 7/483(2007.01) H02M 3/155(2006.01) (71)申请人中国东方电气集团有限公司地址 610036 四川省成都市金牛区蜀汉路 333号 (72)发明人唐健吴建东况明伟 (74)专利代理机构成都天嘉专利事务所(普通合伙) 51211 代理人方强 (54) 发明名称。

2、电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法 (57) 摘要本发明涉及电力电子拓扑、多电平技术、中点控制技术，特别是电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法，该结构包括DC/ AC环节和DC/DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器，该调制方法通过中点平衡控制策略持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点电位偏移，并在中点电位出现明显偏移时实施强制恢复；本拓扑结构可使储能系统输出的高频功率波动在直流母线得到缓冲，对电池组起到保护作用；三电平结构使输出电压等级更高，对变压器。

3、要求相对降低，系统效率更高；本发明应用于10MW级电池储能系统时，DC/AC环节无须并联，可靠性提高。 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请权利要求书 3 页说明书 15 页附图 3 页 CN 102427311 A 1/3页 2 1.电池储能用全NPC三电平两级变换器拓扑结构，其特征在于：包括DC/AC环节和DC/ DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器。 2.根据权利要求1所述的拓扑结构，其特征在于：所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器包括三组三电平。

4、H桥臂，分别对应A、B、C三相，每相H桥的结构和参数相同；每个H桥均为标准NPC三电平电路，由两个NPC三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为T1+、T2+、T3+、T4+；负桥臂开关器件从上到下为T1-、T2-、T3-、T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即T1+和T2+、T1-和T2-的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即T3+ 和T4+、T3-和T4-的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与M点连。

5、接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点M；所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的半桥桥臂与六桥臂NPC三电平DC/AC变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器和所述直流母线及其中点M相连。 3.根据权利要求1或2所述的拓扑结构，其特征在于：所述半桥双向NPC三电平并联 DC/DC变换器的桥臂上，包括四个串联的全空器件T1、T2、T3、T4，位于中间的两个全空器件 T2、T3的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极E-，电池组E的正极E+与平波电抗器串联；当单个半桥双向NPC三电平DC/DC变换器的容。

6、量无法达到DC/ AC环节的容量时，通过将多个DC/DC环节并联至直流母线及其中点M的方式实现容量的匹配。 4.根据权利要求3所述的拓扑结构，其特征在于：当所述拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，平波电抗器的电感取值L f 满足以下条件： L f U L /Rt imax 其中，U L 表示平波电抗器两端电压，Rt imax 为电感电流的最大变化率，该L f 的范围取值满足有功功率最大变化率要求；由于根据功率流向的不同，U L 的取值范围跨越正、负区间，故应当满足无论U L 在正或负区间，当U L 的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故U L 应当满足：在满足功率变。

7、化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。 5.根据权利要求1或4所述的拓扑结构，其特征在于：所述DC/DC环节的变换器的总容量与DC/AC环节的变换器的总容量一致，DC/DC环节的器件选型与DC/AC环节的器件在额定电压上一致。 6.根据权利要求1或4所述的拓扑结构，其特征在于：所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的单相输出电压表示为：其中，为2时，j相正桥臂最上面两个开关器件导通，为1时，j相正桥臂中间两权利要求书CN 102427302 A CN 102427311 A 2/3页 3 个器件导通，为0时，j相正桥臂最下面两个器件导通；为2时，j相。

8、负桥臂最上面两个开关器件导通，为1时，j相负桥臂中间两个器件导通，为0时，j相负桥臂最下面两个器件导通；各相正、负桥臂构成的H桥对应输出-1，-0.5，0，0.5，1五个等级的电平，输出电平和电压指令均以Udc为单位归一化处理。 7.针对权利要求6所述拓扑结构的调制方法，其特征在于：所述六桥臂NPC三电平DC/ AC变换器的每相H桥有九种开关状态，五个输出电平，当单相的正或负桥臂开关状态为2或 0时，isc对中点电位没有影响；当开关状态为1时，若Udc1Udc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1Udc2，isj0，则开关状态选取：；当0.5Udc2，isj0，则。

9、开关状态选取：；当0.5Udc2，isj0，则开关状态选取：=1, =1,0；当0Udc2，isj0，则开关状态选取：=2, =2,1；当0Udc2，isj 0，则开关状态选取：=1, =2,1；当-0.5Udc2，isj 0，则开关状态选取：=1,0, =1；当-0.5Udc2，isj 0，则开关状态选取：=1,0, =2；当-1 Ur* -0.5时，若Udc1Udc2，isj0，则开关状态选取：=0, =2,1；当-1 Ur* -0.5时，若Udc1Udc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1Udc2，0.50时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当。

10、isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 5/15页 9 当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，00时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电。

11、流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，-0.50时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 6/15页 10 电流从j-桥。

12、臂流入中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，-10时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1Udc2，0.50时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函。

13、数输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 13/15页 17 当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，00时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数。

14、输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，-0.50时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平0，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 14/15页 18 电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isjUdc2，-10时，电。

15、流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj0时，开关函数输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；当isj0时，电流从j+ 桥臂流出中点而从j- 桥臂流入中点；故当isj0时，开关函数输出电平-1，对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移。 0032 根据上述分析可知，该中点平衡控制策略能够持续向中点提供有。

16、益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平DPWM调制的同时简单地实现中点平衡控制。 0033 为了保证动态过程中系统的安全稳定工作，控制策略中包含了一种中点电位强制恢复策略。如图5所示，中点电位强制恢复控制原理图，Vdc_ref表示参考电压，Ts为采用周期，To为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器工作在两电平模式下时Sdc=2的作用时间。 0034 工作在两电平模式下时，由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器永远不会输出Sdc=1对应的电平，故不会对中点电位造成冲击，但是两电平模式下，开关应力大、电磁干扰严重。事实上，只需要对该工作模式做少许改。

17、进，则可以有效的抑制du/dt。图5中的点线给出了合成Vdc_ref的三电平时间片分割线，从图中可以看出，只需要将电平从0跳变到0.5的时间提前，把电平从0.5跳变到1的时间推迟，且大于器件完全导通、关断所需时间，则可将du/dt控制到普通三电平等级，而id对中点电位的冲击时间仅仅为4 ，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下：说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 15/15页 19 当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。说明书CN 102427302 A CN 102427311 A 1/3页 20 图1 图2 说明书附图CN 102427302 A CN 102427311 A 2/3页 21 图3 图4 说明书附图CN 102427302 A CN 102427311 A 3/3页 22 图5 说明书附图CN 102427302 A 。

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