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1、(10)申请公布号 CN 102608396 A (43)申请公布日 2012.07.25 C N 1 0 2 6 0 8 3 9 6 A *CN102608396A* (21)申请号 201210050955.9 (22)申请日 2012.03.01 G01R 19/14(2006.01) G01R 19/175(2006.01) H02M 7/48(2007.01) (71)申请人浙江大学 地址 310027 浙江省杭州市西湖区浙大路 38号 (72)发明人王斯然 (74)专利代理机构杭州中成专利事务所有限公 司 33212 代理人金祺 (54) 发明名称 变频器的电流状态判断及死区补偿方。
2、法 (57) 摘要 本发明涉及电力电子技术，旨在提供一种变 频器的电流状态判断及死区补偿方法。该方法包 括：将逆变器桥式电路任意一相的上、下桥臂的 驱动信号相“或”作为D触发器的时钟信号；利用 光耦元件分别对每一相桥臂的输出电压进行隔离 取样，将反映变频器输出电压的逻辑电平作为输 入信号，获得其输出信号；对输出信号每个开关 周期内采样两次；根据输出信号采样结果判断死 区时间内输出电流的极性。本发明根据采样序列， 不仅能够判断出电流极性的正负，还能够准确判 断出电流是否处于过零阶段。可以有效地减小由 于电流极性判断不准及补偿不恰当所引起的实际 电压与期望值之间的偏差，从而提高各种逆变电 源工作性。
3、能，尤其是变频器中磁链观测和转速估 算准确性。 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书5页 附图4页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 4 页 1/1页 2 1.一种变频器的电流状态判断方法，其特征在于，包括以下步骤： (1)将逆变器桥式电路任意一相x相的上、下桥臂的驱动信号g xP 、g xN 相“或”，作为D触 发器的时钟信号CLK x ；利用光耦元件分别对逆变器每一相桥臂的输出电压进行隔离取样， 将反映变频器输出电压的逻辑电平D x ，作为D触发器的输入信号，获得D触发器的输出信号 Q x ； (2)对D触发器的。
4、输出信号Q x ，每个开关周期Ts内采样两次，分别在逆变器该相上管 驱动信号有效时间内和下管驱动信号有效时间内分别进行采样； (3)根据输出信号Q x 的采样结果，判断死区时间内输出电流的极性；判断方法为： 两次Q x 均为高时，代表下桥臂续流二极管导通，输出电流为正向非过零状态； 两次Q x 均为低时，代表由上桥臂续流二极管导通，输出电流为负向非过零状态； 当Q x 在上管驱动有效时为高、下管驱动有效时为低，输出电流为过零A状态，此时 输出电流处于过零阶段且换流时间不可忽略； 当Q x 在上管驱动有效时为低、下管驱动有效时为高，输出电流为过零B状态，此时 输出电流处于过零阶段且换流时间可忽略。
5、。 2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在逆变器该相上管驱动信号有效时 间内分别进行采样，是在上管驱动信号有效时间的中点时刻和下管驱动信号有效时间的中 点时刻分别进行采样。 3.一种基于权利要求1所述方法的变频器的死区补充方法，其特征在于，该方法用于 逆变器的输出电流过零的补偿控制，根据所述四种不同的电流状态分别设计补偿量： (1)输出电流为正向非过零状态时，将死区补偿量设置为固定补偿量U D ； (2)输出电流处于反向非过零状态，并将死区补偿量设置为固定补偿量-U D ； (3)输出电流进入过零A状态后，采用辅助变量n x 对开关周期进行计数，并使用辅助变 量F x 和N x 作为。
6、过零A状态下死区补偿量的参考值；其中F x 为输出电流的方向标志，输出电 流为正向时令F x 1，输出电流为反向时F x 0；N x 为过零A状态所持续的开关周期总数； 由于通常情况下变频器系统的惯性较大，所以可以认为两个相邻的过零状态所持续的开关 周期总数是基本相等的；这样利用上一个过零状态所获得的开关周期总数N x 和当前过零 状态的开关周期计数n x ，将死区补偿量每开关周期的递变幅度设计为2U D n x /N x 便可实现在 U D 之间的连续过渡；另外，根据F x 可确定电流过零的方向：当F x 1时说明输出电流由 正向到反向过零，此时死区补偿量应从U D 开始逐周期递减2U D 。
7、n x /N x ，直到-U D 为止；当F x 0时说明输出电流由反向到正向过零，此时死区补偿量应从-U D 开始逐周期递增2U D n x /N x ，直 到U D 为止； (4)输出电流处于过零B状态时，在每个开关周期内的两段死区时间对输出电压的影 响是相互抵消的，此时输出电压的脉冲宽度与理想的给定值是相同的，所以将死区补偿量 设置为0； 所述U D 值为综合考虑死区时间以及器件的开通延迟时间、关断延迟时间、导通压降、反 向续流压降而选取的一个常系数。 权 利 要 求 书CN 102608396 A 1/5页 3 变频器的电流状态判断及死区补偿方法 技术领域 0001 本发明涉及一种电流。
8、状态判断方法及其死区补偿方法，属于电力电子技术领域。 背景技术 0002 变频器等逆变电源的主电路是由开关器件所组成的桥式电路。桥式电路中一般采 用脉宽调制的方法进行控制，即上、下桥臂的器件轮流开通，以实现对输出电压、电流的控 制。由于器件存在延时，且开通延时和关断延时不同，因此为了避免上、下桥臂的器件同时 导通而使得器件损坏，在各种采用脉宽调制方法的变频电源中，均设有死区时间，即将驱动 信号的上升沿向后延迟一定时间。 0003 在死区时间内，上、下桥臂的两个开关管都处于关断状态，输出电流的极性决定各 器件的反并二极管是否进入续流状态，而输出电压完全取决于输出电流的极性，即输出电 压不可控的，。
9、造成了输出电压与指令电压之间存在误差。PWM逆变器的死区效应对交流电机 调速性能的影响是非常明显的。在传统的恒压频比标量控制系统中，当逆变器参考电压按 照正弦波给定时，死区效应会使实际输出电压会根据不同的负载情况产生不同的基波和谐 波畸变，从而造成不同程度的定子电流畸变，特别是在电流过零点附近还可能会出现更严 重的零电流钳位现象。定子电流的畸变会导致转矩波动，甚至破坏整个调速系统的稳定性， 所以必须对死区效应进行补偿。矢量控制中用于磁链观测和转速估算的定子电压通常是使 用直流电压和逆变器电压给定值重构获得的，死区效应会影响磁链观测和转速估算的准确 性，所以进行死区补偿也是非常重要的。 0004。
10、 在现有的变频器中，一般都有对系统进行死区补偿。一种补偿方法为检测死区时 间内的电流，依据输出电流的极性来确定死区补偿的方向。在该方法中，电流检测基本上 是通过霍尔元件采样，采样过程中不可避免地掺进了干扰信号，从而影响补偿效果，甚至是 恶化效果，尤其是在电流往复过零阶段。另一种死区补偿方法是检测死区时间内的输出电 压。该方法通过增加硬件来检测死区时间内的输出相电压，再与指令电压相比较，其差值作 为死区补偿的依据。该方法中，输出相电压较难精确获得，而且需依靠复杂的硬件电路，并 且该方法占用大量的CPU，而且延时情况较严重。还有一种死区补偿方法为检测IGBT(功 率半导体开关)的CE(集电极、发射。
11、极)两端的压降。该方法通过增加硬件，获得死区时间 内IGBT的CE两端的压降，从而判断该IGBT的反并二极管是否在死区时间内导通，从而确 定死区补偿的方向。该方法中，通过增加硬件检测CE电压，而且用到的硬件都是快速器件， 这将大大提高制造成本。 发明内容 0005 本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种用于变频器等逆 变电源的电流状态判断方法，以及相应的死区补偿方法。该方法克服了直接检测电流的死 区补偿法的弊端，采用简单的硬件，不仅能够判断出电流的瞬时极性，也能够确定电流是否 处于反复过零阶段，而且还区分了不同电路条件下电流过零阶段的不同状态。结合这种电 说 明 书CN 10。
12、2608396 A 2/5页 4 流状态判断结构，本发明也进一步提出了根据不同电流极性以及过零状态选择最佳补偿量 的死区补偿方案。 0006 由于变频器等逆变电源基本上都是用于电机控制，而电机系统的惯性非常大，因 此，输出电流在过零阶段往往会出现多次往复过零的现象，而且在相邻的电机转动周期内， 输出电流过零次数，即电流过零周期数，相差较少。于是可以统计往复过零阶段里的电流过 零周期数作为下一个周期的电流过零周期数的参考，从而对系统进行更好的死区补偿。 0007 功率半导体开关的开通延时，远大于或门传输延迟时间与D触发器的保持时间之 和，于是以驱动信号相“或”作为D触发器的时钟信号，在时钟信号的。
13、上升沿处，可以锁存死 区时间结束时的输出电压情况从而判断输出死区时间结束时电流的极性、开关周期内电流 是否发生翻转及其翻转次数。通常情况下，功率半导体开关的开通延时为几百ns，或门传输 延迟时间与D触发器的保持时间之和为几十ns。 0008 为解决技术问题，本发明的解决方案是： 0009 提供一种变频器的电流状态判断方法，包括以下步骤： 0010 (1)将逆变器桥式电路任意一相x相的上、下桥臂的驱动信号g xP 、g xN 相“或”，作为 D触发器的时钟信号CLK x ；利用光耦元件分别对逆变器每一相桥臂的输出电压进行隔离取 样，将反映变频器输出电压的逻辑电平D x ，作为D触发器的输入信号，。
14、获得D触发器的输出 信号Q x ； 0011 (2)对D触发器的输出信号Q x ，每个开关周期Ts内采样两次，分别在逆变器该相 上管驱动信号有效时间内和下管驱动信号有效时间内分别进行采样； 0012 (3)根据输出信号Q x 的采样结果，判断死区时间内输出电流的极性；判断方法为： 0013 两次Q x 均为高时，代表下桥臂续流二极管导通，输出电流为正向非过零状态； 0014 两次Q x 均为低时，代表由上桥臂续流二极管导通，输出电流为负向非过零状 态； 0015 当Q x 在上管驱动有效时为高、下管驱动有效时为低，输出电流为过零A状态， 此时输出电流处于过零阶段且换流时间不可忽略； 0016 。
15、当Q x 在上管驱动有效时为低、下管驱动有效时为高，输出电流为过零B状态， 此时输出电流处于过零阶段且换流时间可忽略。 0017 本发明中，所述在逆变器该相上管驱动信号有效时间内分别进行采样，是在上管 驱动信号有效时间的中点时刻和下管驱动信号有效时间的中点时刻分别进行采样。上管驱 动信号和下管驱动信号的中点时刻，分别对应于PWM模块计时器的零点和顶点，因此可以 在该计时器的下溢中断和周期中断进行采样。 0018 死区时间开始时的换流过程中，寄生电容只能通过输出电流进行充放电，在输出 电流过小的过零阶段，可能出现死区时间内都无法完成换流的情况，因此会出现以上两种 过零状态。 0019 进一步地，。
16、本发明还提供了一种前述方法的变频器的死区补充方法，该方法用于 逆变器的输出电流过零的补偿控制，根据所述四种不同的电流状态分别设计补偿量： 0020 (1)输出电流为正向非过零状态时，将死区补偿量设置为固定补偿量U D ； 0021 (2)输出电流处于反向非过零状态，并将死区补偿量设置为固定补偿量-U D ； 0022 (3)输出电流进入过零A状态后，采用辅助变量n x 对开关周期进行计数，并使用辅 说 明 书CN 102608396 A 3/5页 5 助变量F x 和N x 作为过零A状态下死区补偿量的参考值；其中F x 为输出电流的方向标志，输 出电流为正向时令F x 1，输出电流为反向时F。
17、 x 0；N x 为过零A状态所持续的开关周期 总数；由于通常情况下变频器系统的惯性较大，所以可以认为两个相邻的过零状态所持续 的开关周期总数是基本相等的；这样利用上一个过零状态所获得的开关周期总数N x 和当前 过零状态的开关周期计数n x ，将死区补偿量每开关周期的递变幅度设计为2U D n x /N x 便可实 现在U D 之间的连续过渡；另外，根据F x 可确定电流过零的方向：当F x 1时说明输出电 流由正向到反向过零，此时死区补偿量应从U D 开始逐周期递减2U D n x /N x ，直到-U D 为止；当 F x 0时说明输出电流由反向到正向过零，此时死区补偿量应从-U D 开。
18、始逐周期递增2U D n x / N x ，直到U D 为止； 0023 (4)输出电流处于过零B状态时，在每个开关周期内的两段死区时间对输出电压 的影响是相互抵消的，此时输出电压的脉冲宽度与理想的给定值是相同的，所以将死区补 偿量设置为0； 0024 所述U D 值为综合考虑死区时间以及器件的开通延迟时间、关断延迟时间、导通压 降、反向续流压降而选取的一个常系数。 0025 相对于现有技术，本发明的有益效果在于： 0026 本发明利用变频器同桥臂的门级驱动构造时钟信号，并在该时钟的边沿时刻触发 对输出电压的采样。根据采样序列，不仅能够判断出电流极性的正负，还能够准确判断出电 流是否处于过零阶。
19、段。共有四种状态，分别是：电流正向、电流负向、电流过零且换流时间不 可忽略、电流过零且换流时间可以忽略，进而根据输出电流状态来确定死区补偿量。特别对 电流过零且换流时间不可忽略的状态，平滑处理死区补偿量，最大限度减 小死区补偿的误 差。本方法可以有效地减小由于电流极性判断不准及补偿不恰当所引起的实际电压与期望 值之间的偏差，从而提高各种逆变电源的工作性能，尤其是变频器中磁链观测和转速估算 的准确性。 附图说明 0027 图1是本发明中死区补偿程序流程图； 0028 图2是本发明提出的电流状态判断及死区补偿方法的外围电路结构； 0029 图3是输出电流在非过零阶段时的电流状态判断(i x 0)；。
20、 0030 图4是输出电流在非过零阶段时的电流状态判断(i x 0)； 0031 图5是输出电流在过零阶段且桥臂内换流时间不可忽略时的电流状态判断(输出 电流由正向到反向过零)； 0032 图6是输出电流在过零阶段且桥臂内换流时间不可忽略时的电流状态判断(输出 电流由反向到正向过零)； 0033 图7是输出电流在过零阶段且桥臂内换流时间可忽略时的电流状态判断(输出电 流由正向到反向过零)。 0034 图8是输出电流在过零阶段且桥臂内换流时间可忽略时的电流状态判断(输出电 流由反向到正向过零)。 具体实施方式 说 明 书CN 102608396 A 4/5页 6 0035 为了更加清楚地理解本发。
21、明的目的、特点和优点，下面将结合附图对本发明的较 佳适用例子进行详细说明。 0036 为了简化说明，在下文中将针对某些较佳实施例子的细节做进一步的描述以及说 明，下文所揭示的内容为本发明的原理，具体流程如图1所示。 0037 如图2所示为实现本发明的外围硬件电路，该电路先利用光耦元件分别对逆变器 每一相桥臂的输出电压u x 进行隔离取样，获得取样信号D x 。然后将该相桥臂的上下管驱动 信号g xP 、g xN 相或作为特定的时钟信号CLK x ，再通过正边沿触发式D触发器在CLK x 的时钟条 件下对D x 进行锁存。所获得的锁存信号Q x 即作为该相输出电流的状态判断信号，经I/O口 输入。
22、到微处理器中进行软件处理。 0038 为方便说明，下文中“过零阶段”代表电流过零且换流时间不可忽略和电流过零且 换流时间可以忽略这两种时间范围，每个完整的开关周期内输出电流都没有极性的变化的 其它时间范围则以“非过零阶段”代表。 0039 输出电流处于非过零阶段时，各信号及相应时序如图3和图4所示。输入电压经 光耦采样后，u x 为高电压时对应D x 的低电平，u x 为低电压时对应D x 的高电平，而高低电 压 具体的判断阈值可根据实际情况通过取样电阻R DTx 来进行调节。由于采样时钟CLK x 由g xP 和g xN 相或得到，所以在每个开关周期内D触发器会分别在t 1 、t 2 时刻对。
23、D x 进行两次锁存并 获得电流状态判断信号Q x ，其中t 1 、t 2 分别对应上、下两管驱动信号的上升沿。 0040 如图3所示，当i x 在整个开关周期内都大于0时，在两段死区时间以内电流都是 通过下桥臂的续流二极管导通的，所以D x 为高电平。当死区时间结束且上管开通后D x 将变 为低电平，但由于每个功率半导体开关都有开通延迟时间t on 的存在，在t 1 时刻锁存得到的 Q x 为高电平。由于实际应用中，对于绝大多数器件，产生CLK x 信号的或门传输延迟时间与D 触发器的保持时间之和t pg 小于t on ，所以能保证判断结果的正确性。当死区时间结束且下 管开通后D x 仍为高。
24、电平不变，所以在t 2 时刻锁存得到的Q x 同为高电平。因此，当i x 处于正 向非过零阶段时，电流状态判断信号Q x 将始终保持为高电平。这种情况下，补偿方法为在 下一个开关周期增加一个补偿量+U D 。同理，当i x 处于反向非过零阶段时，Q x 将始终保持为 低电平，如图4所示。这种情况下，补偿方法为在下一个开关周期增加一个补偿量-U D 。补 偿量如图3和图4中灰色阴影区域所示。 0041 在输出电流处于过零阶段且桥臂内换流时间不可忽略的情况为“过零A状态”，各 信号及相应时序如图5和图6所示。在图5中，t 0 时刻之前输出电流都处于正向非过零阶 段，所以Q x 一直为高电平。在t 。
25、0 t 1 之间输出电流通过下桥臂二极管续流，输出电压为0， 所以在t 1 时刻锁存获得的Q x 仍为高电平。再经过t on 延迟后上桥臂开关管导通，寄生电容 通过上开关管迅速完成充放电，输出电压随即变为u DC 。在t 2 +t off 时刻上开关管关断，寄生 电容通过较小的输出电流进行缓慢的充放电过程，在t 3 时刻下管驱动信号的上升沿到来时 输出电压还未下降到0，因此锁存获得的Q x 变为低电平。再经过t on 延迟后下桥臂开关管导 通，寄生电容通过下开关管迅速完成充放电，输出电压随即变为0，类似于t 1 时刻，在t 4 时 刻锁存获得的Q x 又变为高电平。当输出电流下降到出现反向极性。
26、的时候，基于相同的机理 Q x 仍然会保持相同的变化规律，如图5中t 5 、t 6 时刻，直到电流继续下降进入反向非过零阶 段为止。同理，也可得到输出电流由反向经过零阶段到正向时本电路各信号的时序分布，如 图6中所示。本阶段中，死区时间对输出电压的影响并不是固定不变的，而是随输出电流而 说 明 书CN 102608396 A 5/5页 7 连续变化的。当电流由正向到反向过零时，在进入过零阶段后死区补偿量应该从U D 开始逐 开关周期递减，并在减小到0后继续逐开关周期反向递增直到-U D ，如图5和图6中灰色阴 影区域所示。同样电流由反向到正向过零时死区补偿量应从-U D 过渡到U D 。 00。
27、42 在输出电流处于过零阶段且桥臂内换流时间可忽略的情况为“过零B状态”，各信 号及相应时序如图7和图8所示。在图7中，t 0 时刻之前输出电流都处于正向非过零阶段， 所以Q x 一直为高电平。在t 1 时刻之前的死区时间内输出电流仍然通过下桥臂二极管续 流， 输出电压为0，所以在t 1 时刻锁存获得的Q x 也保持为高电平。在t 1 时刻之后由于下桥臂开 关管处于开通状态，输出电流在下降到0之后还可以继续通过下开关管反向增大，因此在 t 2 +t off 时刻下开关管关断后输出电流通过上桥臂二极管续流，输出电压变为u DC ，在t 3 时刻 锁存获得的Q x 变为低电平。此后在输出电流幅值减。
28、小到0之后通过开通的上开关管重新 正向上升，所以类似于t 1 时刻的情况在t 4 时刻锁存获得的Q x 再次变为高电平。基于相同 的机理Q x 会保持这样的变化规律，直到电流继续下降进入反向非过零阶段为止。同理，也 可得到输出电流由反向经过零阶段到正向时本电路的工作原理，如图8中所示。本阶段中， 在每个开关周期内的两段死区时间对输出电压的影响是相互抵消的，此时输出电压的脉冲 宽度与理想的给定值是相同的。因此在这个阶段不需要进行死区补偿，如图7和图8中灰 色阴影区域所示，在进入过零阶段后死区补偿量应为0。 说 明 书CN 102608396 A 1/4页 8 图1 说 明 书 附 图CN 102608396 A 2/4页 9 图2 图3图4 说 明 书 附 图CN 102608396 A 3/4页 10 图5 图6 说 明 书 附 图CN 102608396 A 10 4/4页 11 图7 图8 说 明 书 附 图CN 102608396 A 11 。