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1、(10)申请公布号 CN 102611650 A (43)申请公布日 2012.07.25 C N 1 0 2 6 1 1 6 5 0 A *CN102611650A* (21)申请号 201110374144.X (22)申请日 2011.11.22 H04L 25/02(2006.01) H04L 27/26(2006.01) (71)申请人河南科技大学 地址 471003 河南省洛阳市涧西区西苑路 48号 (72)发明人徐美玉 王丹 杨雷 张雷鸣 王勇 (74)专利代理机构郑州睿信知识产权代理有限 公司 41119 代理人陈浩 (54) 发明名称 一种广义多载波系统频域信道估计方法及装 。
2、置 (57) 摘要 本发明涉及一种广义多载波系统频域信道估 计方法及装置，该信道估计方法的步骤如下：发 射端首先根据数据的映射方式将导频分配每个 用户；接收端依据导频映射方案提取接收导频信 号，并按最小二乘准则估计导频子载波处的信道 频响；然后，对最小二乘信道估计值进行线性频 域平滑滤波；再利用DFT过采样特性，对短导频 块的相应子带处的信道频响进行过采样操作；最 后，基于过采样后的导频块处的信道频响估计值， 在时间维上进行线性内插和外推，以得到整个子 帧内特定用户相应长块数据子带处的信道频响估 计值，并计算接下来的频域均衡器系数。该方法和 传统频域最小二乘方法相比，复杂度增加几乎可 以忽略，。
3、但估计性能获得了的提高，并且可以适用 于块衰落信道。 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书5页 附图2页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 5 页 附图 2 页 1/2页 2 1.一种广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：该信道估计方法的步骤如 下： （1）.发射端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方 式分配导频； （2）.接收端依据导频映射方案提取接收导频信号，并按最小二乘准则估计导频子载波 处的信道频响； （3）.对最小二乘信道估计值进行线性频域平滑滤波； （4）.利用DFT过采样特性。
4、，对短导频块的相应子带处的信道频响进行过采样操作； （5）.将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及外推，以得到导频子 带对应的数据子带处的信道频响估计值。 2.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步 骤（1）具体包括如下步骤： a.首先对用户的并行数据块进行DFT扩频操作； b.将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带 上数据为零，形成映射输出序列； c.对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的 操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制；。
5、 d.将特定用户的导频按照和步骤b中数据相同的映射方式映射到和用户数据子带相 对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号； e.对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导 频子带调制； f.将由步骤c得到的数据块和步骤e得到的导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成 一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。 3.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步 骤（2）中的接收端是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信 号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信。
6、道传输的导频正交频分复用符 号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导 频块导频子载波处信道频响的最小二乘估计。 4.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步 骤（3）中使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相 邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权 因子的取值。 5.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步 骤（4）中采用的是两倍率的过采样。 6.一种广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：该信道估计装置包括： 发射模。
7、块，用于按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方 式分配导频； 接收提取模块，用于按照IEEE 802.16e子帧结构接收提取导频信号并估计导频子载 波处的信道频域响应； 权 利 要 求 书CN 102611650 A 2/2页 3 平滑滤波模块，用于对收到的导频子载波处信道频响估计值进行线性频域平滑滤波； 过采样模块，用于对收到的滤波后的结果进行过采样； 内插外推模块，用于将采样后的频道响应估计值在时间维上进行内插及外推，以得到 导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。 7.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的发 射模块首先用于。
8、对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的频域数据按照集中 式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；接 着对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操 作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数据子带调制；再将特 定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子 带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入 循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块和导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个。
9、完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。 8.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的接 收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去 除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号， 根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块 处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。 9.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的平 滑滤波模块使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在 相邻子信道上变化很快。
10、，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加 权因子的取值。 10.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的过 采样模块对滤波后的导频子载波处的频道响应估计值进行两倍率的采样。 权 利 要 求 书CN 102611650 A 1/5页 4 一种广义多载波系统频域信道估计方法及装置 技术领域 0001 本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种广义多载波系统频域信道估计方法 及装置。 背景技术 0002 目前，第三代(3G)移动通信技术已经给人们的生活带来了前所未有的体验，但人 们的需求并没有因此而停滞，3GPP LTE(或B3G)正建立一个能获得高传。
11、输速率、低等待时 间、基于包优化可演进的无线接入架构。针对LTE物理层的上行传输要求，我国提出了一 种基于离散傅立叶变换扩频广义多载波(DFT-S-GMC)系统上行传输方案。该方案具有低 峰均比、对时频同步误差及多址干扰鲁棒的优势。由于无线信道的阴影衰落和频率选择 性衰落对实际通信系统的影响比较严重，所以必须努力降低无线信道的影响，这就对无线 DFT-S-GMC系统的信道估计技术提出了很大的挑战，信道估计的好坏将直接影响到整个系 统的性能优劣。由于在DFT-S-GMC上行传输方案中，数据和导频采用了不同的调制方式，所 以传统均匀导频分配方案的设计存在两个主要问题：一是每个用户被分配的导频个数将。
12、十 分稀少，即导频密度低，难以满足奈奎斯特的时频采样定理要求，信道估计精度不高；二是 根据IEEE802.16e子帧参数，由于导频块长度仅是数据块长度的一半，所以难以由导频块 的信道频响直接估计数据块的信道频响。针对上述问题，不同于传统正交频分复用(OFDM) 系统导频分配方案，相关文献和专利在DFT-S-GMC系统中采用了和数据映射方式相对应的 导频分配方式，并通过线性内插直接由导频块信道频响内插得到特定数据子带处的信道频 响估计值。然而，由于该方法使用一帧内两个导频块进行信道的联合估计，所以信道估计性 能虽然得到了极大提高，但是该方法仅适用于慢时变信道条件。 发明内容 0003 本发明的目。
13、的在于解决现有时域去噪方法受制于导频个数和分布均匀要求的局 限性而导致的估计精度不高的问题，提供一种适用于块衰落信道环境下的离散傅立叶扩频 广义多载波系统的信道估计方法，以获得较优的信道估计性能，且执行复杂度不高。 0004 本发明为解决上述技术问题而提出一种广义多载波系统频域信道估计方法，包括 如下步骤： 0005 (1).发射端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映 射方式分配导频； 0006 (2).接收端依据导频映射方案提取接收导频信号，并按最小二乘准则估计导频子 载波处的信道频响； 0007 (3).对最小二乘信道估计值进行线性频域平滑滤波； 0008 。
14、(4).利用DFT过采样特性，对短导频块的相应子带处的信道频响进行过采样操 作； 0009 (5).将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及外推，以得到导 说 明 书CN 102611650 A 2/5页 5 频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。 0010 所述的步骤(1)具体包括如下步骤： 0011 a.首先对用户的并行数据块进行DFT扩频操作； 0012 b.将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它 子带上数据为零，形成映射输出序列； 0013 c.对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成 块的操作，最后添加循环。
15、前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制； 0014 d.将特定用户的导频按照和步骤b中数据相同的映射方式映射到和用户数据子 带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号； 0015 e.对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完 成导频子带调制； 0016 f.将由步骤c得到的数据块和步骤e得到的导频块按照IEEE 802.16e子帧参数 组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。 0017 所述的步骤(2)中的接收端是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每 一块的导频接收信号去除循环前缀后的。
16、信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导 频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符 号，计算得每个导频块导频子载波处信道频响的最小二乘估计。 0018 所述的步骤(3)中使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下 原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪 比减少，那么就应该减少加权因子的取值。 0019 所述的步骤(4)中采用的是两倍率的过采样。 0020 本发明还提供一种广义多载波频域信道估计装置，包括： 0021 发射模块，用于按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映 射方式。
17、分配导频； 0022 接收提取模块，用于按照IEEE 802.16e子帧结构接收提取导频信号并估计导频 子载波处的频道响应； 0023 平滑滤波模块，用于对估计的导频子载波信道频响进行线性频域平滑滤波； 0024 过采样模块，用于对收到的滤波后的结果进行过采样； 0025 内插外推模块，用于将采样后的频道响应估计值在时间维上进行内插及外推，以 得到导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。 0026 所述的发射模块首先用于对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的 频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形 成映射输出序列；接着对映射序列进行IFBT。
18、变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和 循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数 据子带调制；再将特定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用户数据子带相对 应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行 逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块 和导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射 出去。 说 明 书CN 102611650 A 3/5页 6 0027 所述的接收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结。
19、构提取导频块，然后对每一块 的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正 交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号， 计算得每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。 0028 所述的平滑滤波模块使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如 下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信 噪比减少，就减少加权因子的取值。 0029 所述的过采样模块对滤波后的导频子载波处的频道响应估计值进行两倍率的采 样。 0030 本发明的有益效果是：本发明通过对接收到的导频使用频域平滑滤波实。
20、现了最小 二乘信道估计值在频域去噪的目的，再利用过采样操作和内插外推操作解决了短导频块估 计长数据块的信道估计问题，不仅复杂度增加不多，而且获得了更高的估计精度，并能适更 适用于实际的应用场景。 附图说明 0031 图1是本发明的广义多载波系统信道估计方法的实施例的流程框图； 0032 图2是本发明的广义多载波系统信道估计方法的实施例中三种信道估计方法的 均方误差比较图； 0033 图3是本发明的广义多载波系统信道估计装置的结构图。 具体实施方式 0034 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。 0035 本发明的一种广义多载波系统信道估计方法的实施例 0036 我们以单发射天线和单。
21、接收天线的单用户DFT-S-GMC上行传输系统为例来进行 说明，其通信环境为频选较为严重的块衰落PB信道，用户的移动速度为150km/h，载波频率 为2GHz，且系统带宽为5MHz，数据长块傅立叶变换大小为512，循环前缀长度为39，导频短 块傅立叶变换大小为256，循环前缀长度为31，子带个数为4，映射模式为分布式，子带位置 分别为4、10、21、25。背景噪声服从零均值的复加性高斯分布。数据符号是由二进制数经过 码率为1/2的turbo编码、截短、帧内交织和QPSK星座映射而形成，导频符号采用时频域恒 模CAZAC序列。 0037 采用本发明方法进行信道估计的流程如图1所示，具体的实施步骤。
22、如下： 0038 1.特定用户发送端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理分别进行数据块分布式映 射，经过逆滤波器组变换(IFBT)将用户数据映射到相应的子带位置上，其余子带为零，并 完成用户数据的频域维和时域维的复用、循环数据成块形成完整的DFT-S-GMC数据符号。 具体方法为：首先特定用户u在第n个时刻的并行数据块进行K u 点DFT扩频操作为 其中，0nN-1，N是每个传输数据块中复用的逆滤波器组变换的符号个数，K u 是分配给用户u的子带个数，且满足U是整个上行系统所容纳的用户数，M是系 统的子带总数；其次，将用户u的频域数据0kK u 按照分布式的映射方式映 说 明 书CN 102。
23、611650 A 4/5页 7 射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列为 0mM-1，0kK-1，0nD-1，C为特定用户子带偏移，R为重复因子；对映射 序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添 加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制。 0039 2.将用户个导频按照和步骤1中数据相同的分布式映射方式映射到和用户u数 据子带相对应的位置上，而其它子带处均为零，形成一个正交频分复用导频符号。换言之， 假设用户u第k个子带的导频为0kK u -1，0uU-1， 那么对应用户u所有M个子带的导频矢量为其中mC+。
24、kR(对应 分布式导频映射)，否则然后，对映射后的导频序列进行逆傅立叶 变换，插入循环前缀后形成短导频块，完成导频子带调制。 0040 3.根据IEEE 802.16e子帧参数将步骤1的数据块和步骤2中的导频块组成一个 完整的DFT-S-GMC子帧由发射天线发出。 0041 4.接收端首先按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接 收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复 用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号为Yl，k q p k (q)Hl，k q +Wl，k q ，其中，p k (q)表示当前用。
25、户在第l个符号块传输期间在第k q ，k 0，K-1；q0，Q-1个子载处的导频符号值。由于在一个LTE子帧内，第2个短块 和第7个短块是导频传输块，所以l2和7。 0042 5.由接收端已知发射端的导频符号p k (q)和步骤4一起，计算得到每个导频块处 导频子载波处的信道频响的最小二乘估计为k0，K-1；q0， Q-1，l2，7。 0043 6.使用频域平滑滤波方法对步骤5的最小二乘信道估计值进行滤波去噪，即 其中参数a是加权因子，它的选择影响了信道 估计性能，当a1时相当于没有频域滤波的最小二乘信道估计方法，这里取a0.5，a值 的选择应遵循如下原则：如果信道频响在相邻子信道上变化很快，。
26、即频选较严重，那么应该 增加a值；如果信噪比减少，那么就应该减少加权因子a的取值。 0044 7.对滤波后的信道频响估计值在每个子带内进行两倍率的过采样操作，具体 步骤为：首先对第k个子带的第q个子载波进行偶数子载波处信道频响的过采样，即 q0，2，2Q-2，k0，K-1；然后利用线性内插方法估计奇数子 载波处信道频响估计值为q1，3，2Q-3；最后对第k个 子带最后奇数子载波处的信道频响估计值进行外推处理为 0045 0046 8.最后，特定用户在整个子帧内所有数据块相应数据子带处的信道频响估计值由 步骤7中过采样的信道频响估计值在时间维上的线性内插及外推得到，即 l1，4。 0047 上述。
27、的信道估计过程，采用了和数据映射模式相一致的导频映射模式，通过使用 说 明 书CN 102611650 A 5/5页 8 频域平滑滤波进行最小二乘信道估计的频域去噪，最后利用过采样操作解决了短导频块估 计长数据块的信道估计问题，因此在复杂度增加不多的前提下有效地改善了信道估计的性 能。整个过程未使用信道相关特性知识和复杂的矩阵操作，也没有假设信道在一帧内的慢 变性，因此使用本发明的信道估计方法计算信道系数，不仅可以满足一定的估计精度，而且 可适合块衰落信道，更加适合DFT-S-GMC系统的实际通信环境。 0048 图2为本发明方法采用的信道估计方法、传统均匀分布导频的最小二乘信道估计 方法以及。
28、与分布式映射导频最小二乘信道估计方法均方误差估计性能的比较结果。假设信 道是时变的，但是在一个OFDM符号内保持恒定，即满足块衰落特性，移动台速度为150km/ h，为和分布式映射导频个数相当，传统均匀分布导频的最小二乘信道估计方法中导频密度 为1/8。从图2上可以看出：在快变信道下，本发明的信道估计方法的均方误差性能在整个 信噪比操作范围内明显优于传统均匀分布导频的最小二乘信道估计方法；和分布式导频最 小二乘信道估计方法相比，本发明方法在低信噪比端更具优势，在高信噪比端二者估计性 能接近。由此可见，本发明信道估计方法运算复杂度低，无需事先获取信道的相关特性信 息，估计精度高，而且适用于时变信。
29、道，易于实用化。 0049 本发明的一种广义多载波系统信道估计装置的实施例 0050 如图3所示，该装置包括发射模块、接收提取模块、平滑滤波模块、过采样模块和 内插外推模块，每个模块具体的工作过程如下： 0051 发射模块首先用于对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的频域数 据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射 输出序列；接着对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数 据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数据子带 调制；再将特定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用。
30、户数据子带相对应的位 置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行逆傅立 叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块和导频 块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。 0052 接收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频 接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分 复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得 每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。 0053 平。
31、滑滤波模块用于对收到的导频子载波进行线性频域平滑滤波，使用的线性频域 平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即 频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权因子的取值。 0054 过采样模块利用DFT过采样特性，对滤波后的短导频块的相应子带处的信道频响 进行两倍率的过采样操作。 0055 内插外推模块用于将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及 外推，以得到整个DFT-S-GMC子帧内导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。 0056 尽管本发明结合特定实施例进行了描述，但是对于本领域的技术人员来说，可以 在不背离本发明的精神或范围的情况下进行修改或变化。这样的修改和变化都应被视作在 本发明的范围和附加的权利要求书范围之内。 说 明 书CN 102611650 A 1/2页 9 图1 图2 说 明 书 附 图CN 102611650 A 2/2页 10 图3 说 明 书 附 图CN 102611650 A 10 。