《一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方法及调制器.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方法及调制器.pdf（13页珍藏版）》请在专利查询网上搜索。
1、(10)申请公布号 CN 102624255 A (43)申请公布日 2012.08.01 C N 1 0 2 6 2 4 2 5 5 A *CN102624255A* (21)申请号 201210094164.6 (22)申请日 2012.04.01 H02M 7/12(2006.01) H02M 1/42(2007.01) (71)申请人武汉永力电源技术有限公司 地址 430223 湖北省武汉市东湖新技术开发 区武大园一路9-2号 (72)发明人张黎明 林杰 谢波 (74)专利代理机构华中科技大学专利中心 42201 代理人李智 (54) 发明名称 一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方。
2、 法及调制器 (57) 摘要 本发明提供一种用于功率因数校正的单周期 PWM调制方法，对采样电压与参考基准电压间的 电压误差放大、积分和定时复位得到锯齿波电压， 以锯齿波电压的平均电平为参考电平，对锯齿波 电压作反相运算得到以该锯齿波峰值幅值为底的 齿向下齿尖到零的锯齿波，并将其与控制参考量 比较得到所需的脉冲宽度调制波。本发明还提供 了用于功率因数校正的单周期PWM调制器，包括 误差放大器、积分器、复位时钟信号发生器、比较 器和低通滤波器本发明采用锯齿波电压的平均电 平为参考电平，使得PWM调制器可工作于所需的 任何频率，而无需顾及积分器积分参数的配套，同 时完全消去了元器件温度特性的影响。。
3、 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书5页 附图6页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 6 页 1/1页 2 1.一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方法，具体为： 对采样电压与参考基准电压间的电压误差放大； 对所述放大后的电压误差进行积分和定时复位得到锯齿波电压； 其特征在于： 以所述锯齿波电压的平均电平为参考电平，对所述积分和定时复位得到的锯齿波电压 作反相运算得到以该锯齿波峰值幅值为底的齿向下齿尖到零的锯齿波； 将所述以该锯齿波峰值幅值为底的齿向下齿尖到零的锯齿波与控制参考量比较得到 所需的脉冲宽度调制波。 。
4、2.一种用于功率因数校正的单周期PWM调制器，包括误差放大器、积分器、复位时钟信 号发生器和比较器，误差放大器的两输入端接收参考基准电压和采样电压，误差放大器的 输出端连接积分器的输入端，积分器的输出端连接反相放大器的反相输入端，反相放大器 的输出端连接比较器的输入端，比较器的输出端输出脉冲宽度调制波，复位时钟信号发生 器的输出端连接积分器的复位端，其特征在于，PWM调制器还包括低通滤波器，所述低通滤 波器的输入端连接所述积分器的输出端，所述低通滤波器的输出端连接所述反相放大器的 同相输入端。 3.根据权利要求2所述的用于功率因数校正的单周期PWM调制器，其特征在于，还包括 RS触发器，RS触。
5、发器的R端连接比较器的输出端，RS触发器的S端连接复位时钟信号发生 器的输出端，RS触发器的Q端输出脉冲宽度调制波。 4.根据权利要求2所述的用于功率因数校正的单周期PWM调制器，其特征在于，所述低 通滤波器的通带截止频率为时钟信号发生器的工作频率的1/1201/80，所述低通滤波器 的通带增益为10.02倍。 5.根据权利要求2所述的单周期功率因数校正技术PWM调制器，其特征在于，所述低通 滤波器为二阶低通滤波器。 6.根据权利要求2所述的用于功率因数校正的单周期PWM调制器，其特征在于，所述积 分器的积分电容串联有电阻。 7.根据权利要求2所述的用于功率因数校正的单周期PWM调制器，其特征。
6、在于，所述反 相放大器的增益为10.02倍。 权 利 要 求 书CN 102624255 A 1/5页 3 一种用于功率因数校正的单周期 PWM 调制方法及调制器 技术领域 0001 本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，具体涉及一种用于功率因数 校正的单周期PWM调制方法及调制器。 背景技术 0002 伴随着电力电子技术的广泛应用，电网谐波污染的危害越来越引起人们的关注， 对电能变换装置的输入功率因数(PF)及输入电流总谐波失真(THD)的要求也越来越高。因 此，用电设备的功率因数校正技术一直是业界十分关注的课题。单周期技术是一种90年代 发展起来的非线性大信号PWM控制技术，其通过。
7、控制开关的占空比，使得每一个开关周期 中开关变量的平均值正比于控制参考量。将单周期控制技术应用于功率因数校正，有着很 多相对于传统控制技术的优势，这种控制方法取消了传统控制方法中的乘法器，使得控制 电路简洁、动态响应快、稳定性好易于实现，是一种很好的控制方法。 0003 参考图1，单相功率因数校正的单周期控制方程为：R S I in V m (1-d)，式中R S 为 输入电流取样电阻，I in 为输入电流，V m 为经放大后的误差信号，d为控制开关的占空比，公 式右边的部分的功能为PWM调制器。现有单相单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现 方案为：输出电压经取样后，与参考基准一同送入误差。
8、放大器，误差放大器的输出作为积分 器的输入同时送入减法器；复位时钟脉冲信号送入积分器的复位端同时送入RS触发器的S 端，积分器及复位时钟信号发生器构成锯齿波发生器的功能；减法器的输出送入比较器与 公式左边的控制参考量相比较，比较器的输出送入RS触发器的R端，由RS触发器的Q端得 到所需的PWM输出，其工作原理示意框图请参见图2。 0004 针对该现有实现方案进行分析，由该方案的电路可见，该电路的积分器在一个时 钟周期积分电压的最大值，即锯齿波的最大值必须与误差放大器的输出Vm的值严格相等， 这样才能当占空比d取值为0到1时，(1-d)的值为1到0，否则就不能正确的实现公式右 侧PWM调制器的功。
9、能。这就要求现有单相单周期功率因数校正技术PWM调制器实现电路的 工作频率必须与积分器的积分参数完全配套，也就是说，工作时钟一变，积分器的积分参数 必须跟着变，否则就会产生运算误差甚至错误的结果，这就使得功率因数校正的效果大受 影响。且在实际应用中，积分器的积分参数是由积分电阻及积分电容决定的，由于元器件的 温度特性因素，工作频率与积分参数都会存在漂移，不可能完全配套。退一步讲，即使不考 虑温度特性的影响及变换工作频率的不便，仅细调积分器输出的最大值与积分器输入电压 严格相等，就十分麻烦及费时，因而必然会影响该技术的有效应用。 发明内容 0005 为了解决现有单周期功率因数校正技术PWM调制器。
10、存在的问题，即因其工作频率 必须与积分器的积分参数配套以及元器件的温度特性因素带来的不利影响，而导致功率因 数校正的效果大受影响的缺陷，本发明提出一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方法 及调制器。 说 明 书CN 102624255 A 2/5页 4 0006 一种用于功率因数校正的单周期PWM调制方法，具体为： 0007 对采样电压与参考基准电压间的电压误差放大； 0008 对所述放大后的电压误差进行积分和定时复位得到锯齿波电压； 0009 以所述锯齿波电压的平均电平为参考电平，对所述积分和定时复位得到的锯齿波 电压作反相运算得到以该锯齿波峰值幅值为底的齿向下齿尖到零的锯齿波； 0010。
11、 将所述以该锯齿波峰值幅值为底的齿向下齿尖到零的锯齿波与控制参考量比较 得到所需的脉冲宽度调制波。 0011 一种用于功率因数校正的单周期PWM调制器，包括误差放大器、积分器、复位时钟 信号发生器和比较器，误差放大器的两输入端接收参考基准电压和采样电压，误差放大器 的输出端连接积分器的输入端，积分器的输出端连接反相放大器的反相输入端，反相放大 器的输出端连接比较器的输入端，比较器的输出端输出脉冲宽度调制波，复位时钟信号发 生器的输出端连接积分器的复位端，其特征在于，PWM调制器还包括低通滤波器，所述低通 滤波器的输入端连接所述积分器的输出端，所述低通滤波器的输出端连接所述反相放大器 的同相输入。
12、端。 0012 进一步地，还包括RS触发器，RS触发器的R端连接比较器的输出端，RS触发器的 S端连接复位时钟信号发生器的输出端，RS触发器的Q端输出脉冲宽度调制波。 0013 进一步地，所述低通滤波器的通带截止频率为时钟信号发生器的工作频率的 1/1201/80，所述低通滤波器的通带增益为10.02倍。 0014 进一步地，所述低通滤波器为二阶低通滤波器。 0015 进一步地，所述积分器的积分电容串联有电阻。 0016 进一步地，所述反相放大器的增益为10.02倍。 0017 本发明的技术效果体现在： 0018 本发明提出一种单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案，通过低通滤波 器得到。
13、本发明方案所需的参考电平，并通过波形运算，来得到本发明方案PWM调制器所需 的锯齿波，使得单周期控制方程等号右边的PWM调制器可工作于所需的任何频率，而无需 顾及积分器积分参数的配套，同时完全消去了元器件温度特性的影响，有效地克服了现有 实现方案的缺陷。 附图说明 0019 图1为单相功率因数校正电路原理示意框图； 0020 图2为现有单周期功率因数校正技术的PWM调制器实现方案电路原理示意框图； 0021 图3本发明提出的一种用于功率因数校正的单周期PWM调制器电路原理示意框 图； 0022 图4本发明提出的一种用于功率因数校正的单周期PWM调制器电路另一个等效的 原理示意框图； 0023 。
14、图5为采用本发明提出的PWM调制器构成的单相功率因数校正电路工作频率为 30kHZ输出为3000W时的输入电流波形图； 0024 图6为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为30kHZ输出为3000W时的输入电流总谐波失真THD)图； 说 明 书CN 102624255 A 3/5页 5 0025 图7为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为30kHZ输出为1500W时的输入电流波形图； 0026 图8为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为30kHZ输出为1500W时的输入电流总。
15、谐波失真THD)图； 0027 图9为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为25kHZ输出为3000W时的输入电流波形图； 0028 图10为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为25kHZ输出为3000W时的输入电流总谐波失真THD)图； 0029 图11为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为25kHZ输出为1500W时的输入电流波形图； 0030 图12为采用本发明提出的PWM调制器实现方案构成的单相功率因数校正电路，工 作频率为25kHZ输出为1500W时的输入电流总谐波失。
16、真THD)图。 具体实施方式 0031 为解决现有单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案所存在的问题，首先 分析一下现有单相单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案，请参见图2。 0032 现有单相单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案为：输出电压经取样 后，与参考基准电压一同送入误差放大器，误差放大器的输出作为积分器的输入同时送入 减法器；复位时钟脉冲信号送入积分器的复位端同时送入RS触发器的S端，积分器及复位 时钟信号发生器构成锯齿波发生器的功能；减法器的输出送入比较器与公式左边的控制参 考量相比较，比较器的输出送入RS触发器的R端，由RS触发器的Q端得到现有单周期功率 因。
17、数校正技术PWM调制器的实现方案所需的PWM输出。 0033 由其工作原理示意框图2可见，该PWM调制器的方案电路希望得到的是一个以 电压Vm为底的负向积分幅度到0的锯齿波，该PWM调制器的方案电路在实际应用中存在 的问题是：该方案电路的工作频率必须与积分器的积分参数完全配套，要求在积分器复位 前的最后时刻，积分器的输出电压必须与输入积分器的积分参考电压严格相等。如果不 严格相等，就会使该方案电路有一段时区输出为负，或者使得该方案电路的输出永远达不 到0，也就是说：现有单周期PWM调制器方案电路不能满足单相单周期控制方程R S I in V m (1-d)中的d的由0到1取值范围，因此其功率因。
18、数校正的效果自然就大受影响，输入 电流THD会大增。在实际应用中，由于元器件参数的温度特性，工作频率与积分器的积分参 数都存在漂移，不可能完全配套，因而必然会影响该技术的有效应用。 0034 为了解决上述现有调制器的问题，本发明提出一种实施方案如图3所示，单周期 功率因数校正技术PWM调制器由误差放大器1、积分器2、反相放大器3、低通滤波器4、复位 时钟信号发生器5及比较器7构成，用以实现公式右边部分的PWM调制器的功能。 0035 所述单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案，输出电压经取样后，与参 考基准一同送入由运算放大器N 1 、电阻R 1 及R 2 构成的误差放大器1，误差放大器。
19、1的输出作 为由运算放大器N 2 、电阻R 3 、R 4 、积分电容C及复位用电子开关S构成的积分器2的输入；积 分器2的输出送入低通滤波器4，低通滤波器4为用运算放大器构成的二阶低通滤波器，积 分器2的输出同时送入由运算放大器N 3 、电阻R 5 及R 6 构成的反相放大器3的反相输入端， 说 明 书CN 102624255 A 4/5页 6 反相放大器3的同相输入端与低通滤波器4的输出端相连接，复位时钟信号发生器5为由 电子元器件构成的振荡器实现，取其窄脉冲作为复位时钟信号送入积分器2的复位端，积 分器2及复位时钟信号发生器5构成锯齿波发生器的功能；反相放大器3的输出送入由运 算放大器N 。
20、5 构成的比较器7，与公式左边的控制参考量相比较，电流参考量的获取由运算放 大器N 4 、电阻R 7 及R 8 以及输入电流取样电阻R S 完成，由比较器7的输出端得到所需的PWM 输出，请参见图1、图3。 0036 除了上述方案，本发明还提出另一实施方案如图4所示，本发明一种单周期功率 因数校正技术PWM调制器，由误差放大器1、积分器2、反相放大器3、低通滤波器4、复位时 钟信号发生器5、RS触发器6及比较器7构成，用以实现公式右边部分的PWM调制器的功 能。 0037 所述单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案，输出电压经取样后，与参 考基准一同送入由运算放大器N1、电阻R 1 及R。
21、 2 构成的误差放大器1，误差放大器1的输出作 为由运算放大器N 2 、电阻R 3 、R 4 、积分电容C及复位用电子开关S构成的积分器2的输入；积 分器2的输出送入低通滤波器4，低通滤波器4为用运算放大器构成的二阶低通滤波器，积 分器2的输出同时送入由运算放大器N 3 、电阻R 5 及R 6 构成的反相放大器3的反相输入端， 反相放大器3的同相输入端与低通滤波器4的输出端相连接，复位时钟信号发生器5为由 电子元器件构成的振荡器实现，取其窄脉冲作为复位时钟信号送入积分器2的复位端，同 时送入RS触发器6的S端，积分器2及复位时钟信号发生器5构成锯齿波发生器的功能； 反相放大器3的输出送入由运算。
22、放大器N 5 构成的比较器7，与公式左边的控制参考量相比 较，电流参考量的获取由运算放大器N 4 、电阻R 7 及R 8 以及输入电流取样电阻R S 完成，比较 器7的输出送入RS触发器6的R端，由RS触发器6的Q端得到所需的PWM输出，请参见图 1、图4。 0038 为使本发明的单周期功率因数校正技术的实现方案更具实用性，本实现方案还通 过在积分器2的积分电容上串联小电阻的方法微调锯齿波的平均直流电平，参见图3、图4 中的R 4 ，以期获得最小电流总谐波失真(THD)；低通滤波器为二阶低通，为缩小体积，采用由 运算放大器构成的有源低通滤波器，其通带直流增益为10.02倍，其通带边界频率为时 。
23、钟频率的1/1201/80；本发明所述的反相放大器的增益为10.02倍。 0039 本发明单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现电路特征是，通过取得所述锯 齿波的平均电平作为参考电平，对该锯齿波进行运算处理，即以该平均电平为运算参考地， 对该锯齿波作反相运算，得到一个以该锯齿波峰值幅值为底的齿向下齿尖到0的锯齿波， 该锯齿波完全满足单相单周期控制方程R S I in V m (1-d)的要求，无需积分器的输出 电压必须与积分器的输入积分参考电压严格相等的限制条件。采用本发明单周期功率因 数校正技术PWM调制器的实现电路，在任何情况下都满足单相单周期控制方程R S I in V m (1-d)。
24、中d的取值范围为1至0之间的要求。从而很好地解决了现有单相单周期功率 因数校正技术PWM调制器实现电路的缺陷，使工作频率与积分参数不直接相关，并完全消 除了元器件温度特性的影响，使得该技术可能得到广泛有效的应用。 0040 图5至图8为应用本发明单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案构成的 单相功率因数校正电路，在工作频率为30kHZ、输入电感为2mH时输出为3000W及1500w时 的输入电流波形图及其总谐波失真图。在输出为3000W时，其输入电流总谐波失真(THD) 说 明 书CN 102624255 A 5/5页 7 小于2，在输出为1500W时，其输入电流总谐波失真(THD)小于。
25、3。 0041 图9至图12为应用本发明单周期功率因数校正技术PWM调制器的实现方案构成 的单相功率因数校正电路，在不变更决定积分参数的元件R 4 及C的条件下，请参见图3，工 作频率为变更为25kHZ、输入电感为2mH时输出为3000W及1500w时的输入电流波形图及其 总谐波失真图。在输出为3000W时，其输入电流总谐波失真(THD)同样小于2，在输出为 1500W时，其输入电流总谐波失真(THD)3左右。 0042 可见工作频率的变化，对其性能几乎不产生影响，结果证明本发明单周期功率因 数校正技术PWM调制器的实现方案完全达到预期的目的。 0043 以上说明仅为本发明的优选方案，且可以很。
26、方便地移植应用于三相功率因数校正 单周期控制PWM调制器的实现方案，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不 脱离本发明技术原理的条件下，还可以作出若干改进及修饰，这些改进及修饰也应该视为 本发明的保护范围。 说 明 书CN 102624255 A 1/6页 8 图1 图2 说 明 书 附 图CN 102624255 A 2/6页 9 图3 图4 说 明 书 附 图CN 102624255 A 3/6页 10 图5 图6 说 明 书 附 图CN 102624255 A 10 4/6页 11 图7 图8 说 明 书 附 图CN 102624255 A 11 5/6页 12 图9 图10 说 明 书 附 图CN 102624255 A 12 6/6页 13 图11 图12 说 明 书 附 图CN 102624255 A 13 。