符号率检测器和接收装置.pdf

摘要
申请专利号：	CN201080032317.3	申请日：	2010.07.28
公开号：	CN102474497A	公开日：	2012.05.23
当前法律状态：	撤回	有效性：	无权
法律详情：	发明专利申请公布后的视为撤回IPC(主分类):H04L 27/38申请公布日:20120523\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H04L 27/38申请日:20100728\|\|\|公开
IPC分类号：	H04L27/38; H04L27/00	主分类号：	H04L27/38
申请人：	松下电器产业株式会社
发明人：	曾我茂
地址：	日本大阪府
优先权：	2009.07.30 JP 2009-178180
专利代理机构：	中科专利商标代理有限责任公司 11021	代理人：	汪惠民
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内容摘要

本发明提供一种符号率检测器和接收装置，能够抑制电路规模且在短时间内检测出数字调制信号的符号率。符号率检测器具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。

权利要求书

1：一种符号率检测器，其具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步，所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。2：根据权利要求 1 所述的符号率检测器，其中，所述符号率检测器还具备 DC 消除器，该 DC 消除器针对所述非线性处理后的数字调制信号抑制其直流成分，然后输出至所述复数乘法器中。3：根据权利要求 1 所述的符号率检测器，其中，所述非线性处理部作为所述非线性处理求出所述数字调制信号的同相成分的平方与所述数字调制信号的正交成分的平方之和。4：根据权利要求 1 所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有：扫描部，其使输出值增加或者减少；和加法器，其对由所述环路滤波器平滑化之后的所述相乘结果加上所述扫描部的输出值，将相加结果作为所述检测符号率进行输出。5：根据权利要求 4 所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述相乘结果的同相成分为阈值以上的情况下判定为已建立同步。6：根据权利要求 4 所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述扫描部结束扫描之后，在经过了规定的时间时判定为已建立同步。7：根据权利要求 4 所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述相乘结果的正交成分为阈值以下的情况下，判定为已建立同步。8：根据权利要求 4 所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述相乘结果的同相成分的平方与所述相乘结果的正交成分的平方之和为阈值以上的情况下，判定为已建立同步。9：一种接收装置，其接收数字调制信号，其中，所述接收装置具备：符号率检测器，其根据所述数字调制信号检测所述数字调制信号的符号率；和频带可变滤波器，其使所述数字调制信号之中的、与由所述符号率检测器检测出的检测符号率相应的频带的信号通过，所述符号率检测器具有： 2 非线性处理部，其对所述数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步，所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与所述检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。10：根据权利要求 9 所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备：插值电路，其根据定时信号对所述频带可变滤波器的输出进行插值处理，然后进行输出；和定时再生电路，其利用所述检测符号率根据所述插值电路的输出生成所述定时信号。11：根据权利要求 10 所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备：解调回路，其对所述插值电路的输出进行解调处理，输出所得到的解调数据；和纠错电路，其对所述解调数据进行纠错处理，然后进行输出。12：根据权利要求 9 所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备正交检波电路，该正交检波电路对所述数字调制信号进行正交检波，输出所生成的复数信号，所述符号率检测器根据所述复数信号检测所述符号率。

说明书

符号率检测器和接收装置
    【技术领域】
     本发明所公开的技术涉及检测数字调制信号的符号率。背景技术近年来，利用数字调制方式传输声音信号和影像信号的数字电视广播已逐渐实用化。例如，基于作为有线电视方式的 DVB-C(Digital Video Broadcasting-Cable) 的广播已在世界上众多国家进行。由于电视广播的各频道所占有的频带在各国有所不同，因此决定频带带宽的符号率的范围例如被规定在 4 ～ 7.2Mbaud 这一范围。因此，如果让接收装置具有自动检测符号率的功能，那么能够在多个国家共同使用接收装置，能够削减开发成本。
     在符号率的自动检测中，要求电路规模小、且能够短时间高精度地检测符号率。作为自动检测符号率的方法，已知如下的方式，即：针对接收信号进行非线性处理以及 FFT(Fast Fourier Transform) 处理，根据 FFT 处理之后的频域信号检测具有峰值的成分的频率来作为符号率 ( 例如，参照专利文献 1)。
     现有技术文献
     专利文献
     专利文献 1 ：美国专利第 7,376,204 号说明书
     然而，在专利文献 1 所公开的技术中，为了提高检测符号率的分辨率，需要增加作为 FFT 的对象的采样数。因此，需要增大 FFT 电路的存储器容量，从而电路规模增大。此外，在 FFT 处理时，需要以从频率 0 至采样频率为止的整个频域为对象一并进行运算。由于即便对于应该检测的符号率的范围以外的成分也始终作为运算的对象，因此在符号率检测中所需的时间较长。
     发明内容
     本发明的目的在于抑制电路规模且在短时间内检测出数字调制信号的符号率。
     本发明的实施方式的符号率检测器具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。
     据此，相位同步环路与非线性处理后的数字调制信号进行同步，不使用 FFT 就能够检测数字调制信号的符号率。
     本发明的实施方式的接收装置接收数字调制信号，其具备：符号率检测器，其根据所述数字调制信号检测所述数字调制信号的符号率；和频带可变滤波器，其使所述数字调制信号之中的、与由所述符号率检测器检测出的检测符号率相应的频带的通信通过。所述符号率检测器具有：非线性处理部，其对所述数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与所述检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。
     发明效果
     根据本发明的实施方式，由于不进行 FFT 便进行符号率的检测，因此即便提高精度也能够抑制电路规模的增大，并且能够在短时间内检测符号率。附图说明图 1 是表示本发明的实施方式涉及的接收装置的结构例的框图。
     图 2 是表示图 1 的符号率检测器的结构例的框图。
     图 3(a) 是表示输入至图 1 的非线性处理部中的基带信号的频谱的示意图。图 3(b) 是表示由非线性处理部进行处理后的信号的频谱的示意图。图 3(c) 是表示图 1 的 DC 消除器的输出信号的频谱的示意图。图 3(d) 是频率偏移了 -Fsym 之后的、复数乘法器的输出信号的频谱的示意图。图 3(e) 是表示相位同步环路的 LPF 的输出信号的频谱的示意图。
     图 4 是针对图 2 的相位同步环路内的 LPF 的输出信号表示相位误差评价函数的曲图 5 是表示检测符号率及扫描频率的例子的曲线。线。
     具体实施方式
     以下，参照附图来说明本发明的实施方式。
     本说明书中的各功能模块，作为典型能够以硬件实现。例如，各功能模块能够作为 IC( 集成电路 ) 的一部分形成在半导体基板上。在此， IC 包括 LSI(Large-Scale Integrated circuit)、 ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)、门阵列、 FPGA(Field Programmable Gate Array) 等。作为替代，各功能模块的一部分或全部也可以由软件实现。例如，这种功能模块可以由在处理器上执行的程序实现。换言之，本说明书中所说明的各功能模块既可以由硬件实现，也可以由软件实现，还可以由硬件和软件的任意组合来实现。
     图 1 是表示本发明的实施方式涉及的接收装置的结构例的框图。图 1 的接收装置具有：调谐器 12、 AD(Analog-to-Digital) 转换器 (ADC)14、正交检波电路 16、频带可变滤波器 18、插值电路 20、符号率检测器 22、定时再生电路 24、数字解调电路 26、纠错电路 28。在图 1 以及以下的框图中粗线表示复数信号。
     对调谐器 12 提供作为数字调制信号的接收信号 RS。接收信号 RS 是从天线或有线电视广播的电缆提供的 RF(Radio Frequency) 信号。调谐器 12 依据选台信息从接收信号 RS 中选择希望的频道的信号，作为中间频带的信号 (IF 信号 ) 输出至 ADC14。ADC14 将从调谐器输出的信号变换为数字信号之后输出。正交检波电路 16 基于数字解调电路 26 检测出的载波频率误差，对从 ADC14 输出的信号进行频率修正，进而进行正交检波，将所生成的基带信号 DT 输出至频带可变滤波器 18 及符号率检测器 22。基带信号 DT 是复数信号。
     符号率检测器 22 从基带信号 DT 检测该信号的符号率，将其结果作为检测符号率IFSYM 输出至频带可变滤波器 18 及定时再生电路 24 中。频带可变滤波器 18 使基带信号 DT 之中的与检测符号率 IFSYM 相应的频带的信号通过。此时，频带可变滤波器 18 输出抑制了频带以外的不需要的高次谐波分量之后的信号。
     插值电路 20 基于从定时再生电路 24 输出的定时信号，对频带可变滤波器 18 的输出实施插值处理 ( 内插 )，输出没有符号间干扰也就是能够进行符号识别的基带信号。定时再生电路 24 按照在插值电路 20 输出的基带信号中不会产生符号间干扰的方式，利用检测符号率 IFSYM 和插值电路 20 输出的基带信号生成定时信号，输出至插值电路 20。
     数字解调电路 26 根据从插值电路 20 输出的基带信号检测出频率误差，并输出至正交检波电路 16 中。此外，数字解调电路 26 对接收信号 RS 进行波形均衡处理及解调处理，将所得到的解调数据输出至纠错电路 28 中。受到多路径等的影响在传输路径中接收信号 RS 中所产生的畸变通过波形均衡处理被除去。纠错电路 28 对解调数据进行维特比解码 (Viterbi decoding) 或里德所罗门解码 (reed solomon decoding) 等的处理，来对位错误进行纠正，将纠正后的数据作为传输流分组 TP 输出至影像声音译码器。
     图 2 是表示图 1 的符号率检测器 22 的结构例的框图。符号率检测器 22 具有： LPF(Low Pass Filter)32、非线性处理部 40、 DC 消除器 50、相位同步环路 60。
     在 LPF32 中输入作为正交检波器 16 的输出的基带信号 DT。LPF32 使能够输入的最大符号率的数字信号频谱通过，具有抑制相邻频道成分的频率特性，不会受到相邻频道的影响，能够高精度地检测出希望频道的符号率。其中，在调谐器 12 中，在抑制相邻频道的效果较好的情况下，也可以没有 LPF32。
     非线性处理部 40 对从 LPF32 输出的基带信号进行非线性处理，由此生成符号率成分，将非线性处理后的基带信号输出至 DC 消除器 50 中。具体而言，非线性处理部 40 具有乘法器 42、 44、加法器 46、平方根运算器 48。从 LPF32 输出的基带信号之中的同相信号 (I 信号 ) 及正交信号 (Q 信号 ) 分别被输入至乘法器 42、 44 中。
     乘法器 42 对 I 信号乘以 I 信号，输出进行了平方运算之后的 I 信号。乘法器 44 对 Q 信号乘以 Q 信号，输出进行平方运算之后的 Q 信号。加法器 46 求出平方之后的 I 信号与平方之后的 Q 信号之和，进行输出。平方根运算器 48 求出由加法器 46 得到的和的平方根并输出。若将 I 信号设为 IsinΔωt、将 Q 信号设为 QcosΔωt(Δω 为载波频率的偏移成分 ( 载波偏移 ))，则所得到的平方根为√ (I^2+Q^2)。也就是说，通过这种的非线性处理，能够消除载波偏移 Δω 的影响。
     图 3(a) 是表示输入至图 1 的非线性处理部 40 中的基带信号的频谱的示意图。虚线表示基带信号的频谱，箭头是数字调制的符号率成分，在虚线的频谱的频带端部产生。图 3(b) 是表示通过非线性处理部 40 处理后的信号的频谱的示意图。如图 3(b) 所示，符号率成分的载波偏移的影响被消除，能量集中在 DC 成分与频率 ±Fsym 的成分中，其他成分如虚线所示那样被扩展。
     在此，平方根运算器 48 在频率 ±Fsym 成分的生成过程中不是必需的。但是通过求出平方根，维持了分辨率的同时还能够使因平方运算而变多的运算结果的位数减半。因此，能够减小进行以后处理的电路规模。
     DC 消除器 50 抑制了由非线性处理部 40 进行非线性处理后的基带信号的直流成分 (DC 成分 )，然后输出至复数乘法器 62 中。具体而言， DC 消除器 50 具有 LPF52、减法器 54。LPF52 从非线性处理后的基带信号提取 DC 成分，输出至减法器 54 中。减法器 54 从非线性处理后的基带信号中减去由 LPF52 提取出的 DC 成分，来除去 DC 成分。DC 消除器 50 通过抑制 DC 成分，可防止后级的相位同步环路错误地向 DC 成分进行相位同步。
     图 3(c) 是表示图 1 的 DC 消除器 50 的输出信号的频谱的示意图。如图 3(c) 所示，图 3(b) 的频谱的 DC 成分受到抑制，从而处于频率 ±Fsym 的频谱有大量残留的状态。
     图 2 的相位同步环路 60 对 DC 消除器 50 的输出信号进行相位同步。相位同步环路 60 具有复数乘法器 62、 LPF63、加法器 64、振荡器 65、同步检测器 68、控制部 69、环路滤波器 70、扫描部 80。振荡器 65 具有数值控制振荡器 (NCO)66、 COS/SIN 变换器 67。
     复数乘法器 62 对 DC 消除器 50 的输出信号和由 COS/SIN 变换器 67 生成的信号进行复数相乘，将其结果输出至 LPF63 中。例如，在 COS/SIN 变换器 67 输出频率 -Fsym 的成分的情况下， DC 消除器 50 的输出通过复数乘法运算偏移了频率 -Fsym。也就是说，频率 -Fsym 的成分频率偏移至频率 -2Fsym，频率 +Fsym 的成分频率偏移至 DC。图 3(d) 是表示频率偏移了 -Fsym 之后的复数乘法器 62 的输出信号的频谱的示意图。复数乘法器 62 的输出信号的 Q 信号与一般的相位同步环路中的相位比较器的输出同等。
     图 3(e) 是表示相位同步环路 60 的 LPF63 的输出信号的频谱的示意图。LPF63 使复数乘法器 62 的输出的 DC 附近的成分通过，提供给同步检测器 68 及环路滤波器 70。由于 DC 附近以外的成分被阻止，因此符号率成分以外的扩展频谱被抑制。图 4 是表示针对图 2 的相位同步环路 60 内的 LPF63 的输出信号的相位误差评价函数的曲线。在图 4 中，将复数乘法器 62 的输入信号之间的相位差作为参数，针对 LPF63 的输出信号的 Q 信号及 I 信号，表示相位误差评价函数。
     在复数乘法器 62 的输入信号之间没有相位差的情况下， Q 信号的误差为 0，较之这种情况随着相位滞后或超前，误差的符号发生变化。此外，在复数乘法器 62 的输入信号之间的相位差为 0 的情况下， I 信号的误差为最大的正值。因此，按照 Q 信号的误差为 0 的方式 COS/SIN 变换器 67 生成信号，由此使相位同步环路 60 与频率 Fsym 的成分相位同步。
     环路滤波器 70 对 LPF63 的输出的 Q 信号进行平滑化处理，将平滑化之后的信号输出至加法器 64 中。环路滤波器 70 估计 Q 信号的每单位时间的相位变动。具体而言，环路滤波器 70 具有放大器 72、 74、加法器 76、 78、触发器 77。在放大器 72、 74 中设定规定的增益。放大器 72 根据 LPF63 的输出的 Q 信号求出直接项，放大器 74、加法器 76、及触发器 77 根据 LPF63 的输出的 Q 信号求出积分项。加法器 78 对直接项和积分项相加之后进行输出。
     加法器 64 在环路滤波器 70 的输出上加上扫描部 80 的输出，将相加结果作为检测符号率 IFSYM 输出至 NCO66 中。此外，检测符号率 IFSYM 还被输出至频带可变滤波器 18 及定时再生电路 24 中。
     NCO66 对检测符号率 IFSYM 进行积分，将积分值输入至 COS/SIN 变换器 67 中。由于 NCO66 的积分值每达到规定值便返回 0，因此积分值以锯齿波状变化。 COS/SIN 变换器 67 依据 NCO66 的积分值生成 COS 波及 -SIN 波，并输出至复数乘法器 62 中。也就是说，振荡器 65 生成与检测符号率 IFSYM 相应的频率的信号。
     同步检测器 68 根据 LPF63 的输出信号 (I 信号及 Q 信号 )，判定相位同步环路 60 的同步是否已建立、换言之检测符号率 IFSYM 是否已成为固定值，将判定结果作为同步标志位输出至控制部 69 中。例如，在 Q 信号为 0 且 I 信号的值是所设定的阈值以上的情况下，
     同步检测器 68 判定为已建立同步。
     扫描部 80 具有加法器 82、能够载入值的触发器 84。控制部 69 将来自外部 CPU 的开始脉冲作为触发，将最大符号率 FsymMAX 载入触发器 84 中。触发器 84 将载入的最大符号率 FsymMAX 作为扫描频率 SWPF 输出，然后使加法器 82 的输出延迟进行输出。加法器 82 将触发器 84 的输出和固定值 -ΔF 相加之后输出。也就是说，扫描部 80 反复在最大符号率 FsymMAX 上加上 -ΔF，由此来使扫描频率 SWPF 减少。
     图 5 是表示检测符号率 IFSYM 及扫描频率 SWPF 的例子的曲线。例如，在符号率为 Fsym 的数字调制信号 DT 被输入至符号率检测器 22 中时，尽管检测符号率 IFSYM 与扫描频率 SWPF 同样地减少，但如果达到符号率 Fsym，则相位同步环路 60 处于锁定状态，检测符号率 IFSYM 变为恒定 (IFSYM ＝ Fsym)。这是因为：在锁定状态时，按照扫描回路 80 的输出 SWPF 随着时间的减少在加法器 64 的输出中被抵消的方式，环路滤波器 70 输出随着时间增加的信号。也就是说，向环路滤波器 70 中提供输入信号的 LPF63 输出恒定的相位误差。
     如果扫描频率 SWPF 达到最小符号率 FsymMIN，则扫描部 80 结束扫描，并保持扫描频率 SWPF。此时，因为扫描频率 SWPF 的时间性减少停止，所以向环路滤波器 70 提供输入信号的 LPF63 的输出的恒定相位误差平均为 0，环路滤波器 70 处于锁定状态。此后，控制部 69 监视同步检测器 68 是否检测到同步的建立，在检测到同步建立的情况下，许可可变频带滤波器 18 及定时再生电路 24 使用检测符号率 IFSYM 进行工作。当可变频带滤波器 18 及定时再生电路 24 收到许可时，基于检测符号率 IFSYM 开始解调动作。如上述那样，通过符号率检测器 22，相位同步环路 60 与非线性处理后的基带信号 DT 同步，由此不使用 FFT 就能够检测出基带信号 DT 的符号率 IFSYM。由于不需要进行 FFT，因此就不需要用于 FFT 的存储器，即便提高精度也可抑制电路规模的大幅增加。此外，由于具有扫描部 80 及加法器 64，因此能够快速求出符号率 IFSYM。作为扫描部 80，由于扫描完预先设定的扫描范围就结束动作，因此在搜索过程中也不会耗费多余的时间。
     如图 5 所示，如果检测符号率 IFSYM 锁定为固定值 Fsym，则对环路滤波器 70 的输入信号处于具有恒定的相位误差的状态。因此，如果相位误差处于特定的范围内，则同步检测器 68 判定为已建立同步。同步检测器 68 例如在 LPF63 输出的 Q 信号的绝对值的大小为特定的阈值以下的情况下、或者 I^2+Q^2 或√ (I^2+Q^2) 的大小为特定阈值以上的情况下，也可以判定为已建立同步。在此， Q 表示 LPF63 输出的正交成分， I 表示 LPF63 输出的同相成分。
     控制部 69 在扫描中也监视同步标志位。同步检测器 68 输出表示已建立同步的同步标志位后，控制部 69 向可变频带滤波器 18 及定时再生电路 24 通知已建立同步。由此，能够进一步缩短搜索时间。
     也可以从经常使用的频率开始扫描开始时的符号率。于是，能够进一步缩短搜索时间。由于为了实现高清晰画质，经常会提高传输速率来进行，因此例如图 5 所示那样，将扫描开始时的频率设定为最大符号率 FsymMAX，从高频率向低频率扫描。
     LPF63 构成为输出复数信号，但是在同步检测器 68 仅检测出 Q 信号的值为 0 的情况下， LPF63 也可以构成为仅输出 Q 信号。
     在环路滤波器 70 中输入 LPF63 的输出信号，但从复数乘法器 62 输出的 Q 信号也可以直接输入至环路滤波器 70 中。
     尽管说明了扫描部 80 使扫描频率 SWPF 从最大符号率 FsymMAX 减少至最小符号率 FsymMIN 的情况，但也可以使扫描频率 SWPF 从最小符号率 FsymMIN 增加至最大符号率 FsymMAX。
     也可以在扫描部 80 结束扫描之后经过规定时间之时，同步检测器 68 判定为已建立同步。
     本发明的多数的特征及优点根据所记载的说明可得到明确，由添加的权利要求书概括了本发明全部的特征和优点。再有，由于多数的变更及改变对于本领域技术人员来说是容易实现的，因此本发明并不应该限定于与图示记载的部分完全相同的结构和动作。因此，所有的适当的变更部分和等效部分也包含在本发明的范围中。
     产业上的可利用性
     根据以上的实施方式，由于能够在短时间内检测符号率，因此本发明对于符号率检测器及接收装置等是有用的。
     符号说明：
     16 正交检波电路
     18 频带可变滤波器
     20 插值电路 22 符号率检测器 24 定时再生电路 26 数字解调电路 28 纠错电路 40 非线性处理部 50DC 消除器 60 相位同步环路 62 复数乘法器 64 加法器 65 振荡器 68 同步检测器 70 环路滤波器 80 扫描部

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1、(10)申请公布号 CN 102474497 A (43)申请公布日 2012.05.23 C N 1 0 2 4 7 4 4 9 7 A *CN102474497A* (21)申请号 201080032317.3 (22)申请日 2010.07.28 2009-178180 2009.07.30 JP H04L 27/38(2006.01) H04L 27/00(2006.01) (71)申请人松下电器产业株式会社地址日本大阪府 (72)发明人曾我茂 (74)专利代理机构中科专利商标代理有限责任公司 11021 代理人汪惠民 (54) 发明名称符号率检测器和接收装置 (57) 摘要本。

2、发明提供一种符号率检测器和接收装置，能够抑制电路规模且在短时间内检测出数字调制信号的符号率。符号率检测器具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。 (30)优先权数据 (85)PCT申请进入国家阶段日 2012。

3、.01.18 (86)PCT申请的申请数据 PCT/JP2010/004793 2010.07.28 (87)PCT申请的公布数据 WO2011/013365 JA 2011.02.03 (51)Int.Cl. 权利要求书2页说明书6页附图4页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请权利要求书 2 页说明书 6 页附图 4 页 1/2页 2 1.一种符号率检测器，其具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步，所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测。

4、符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。 2.根据权利要求1所述的符号率检测器，其中，所述符号率检测器还具备DC消除器，该DC消除器针对所述非线性处理后的数字调制信号抑制其直流成分，然后输出至所述复数乘法器中。 3.根据权利要求1所述的符号率检测器，其中，所述非线性处理部作为所述非线性处理求出所述数字调制信号的同相成分的平方与所述数字调制信号的正交成分的平方之和。 4.根据权利要求1所述的符号率检测器，其。

5、中，所述相位同步环路还具有：扫描部，其使输出值增加或者减少；和加法器，其对由所述环路滤波器平滑化之后的所述相乘结果加上所述扫描部的输出值，将相加结果作为所述检测符号率进行输出。 5.根据权利要求4所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述相乘结果的同相成分为阈值以上的情况下判定为已建立同步。 6.根据权利要求4所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述扫描部结束扫描之后，在经过了规定的时间时判定为已建立同步。 7.根据权利要求4所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述。

6、相乘结果的正交成分为阈值以下的情况下，判定为已建立同步。 8.根据权利要求4所述的符号率检测器，其中，所述相位同步环路还具有同步检测器，该同步检测器在所述相乘结果的同相成分的平方与所述相乘结果的正交成分的平方之和为阈值以上的情况下，判定为已建立同步。 9.一种接收装置，其接收数字调制信号，其中，所述接收装置具备：符号率检测器，其根据所述数字调制信号检测所述数字调制信号的符号率；和频带可变滤波器，其使所述数字调制信号之中的、与由所述符号率检测器检测出的检测符号率相应的频带的信号通过，所述符号率检测器具有：权利要求书CN 102474497 A 2/2页 3 非线性处理部。

7、，其对所述数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步，所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与所述检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。 10.根据权利要求9所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备：插值电路，其根据定时信号对所述频带可变滤波器的输出进行插值处理，然后进行输出；和定时再生电路，其利用所述检测符号率根。

8、据所述插值电路的输出生成所述定时信号。 11.根据权利要求10所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备：解调回路，其对所述插值电路的输出进行解调处理，输出所得到的解调数据；和纠错电路，其对所述解调数据进行纠错处理，然后进行输出。 12.根据权利要求9所述的接收装置，其中，所述接收装置还具备正交检波电路，该正交检波电路对所述数字调制信号进行正交检波，输出所生成的复数信号，所述符号率检测器根据所述复数信号检测所述符号率。权利要求书CN 102474497 A 1/6页 4 符号率检测器和接收装置技术领域 0001 本发明所公开的技术涉及检测数字调制信号的符号率。背景技术。

9、0002 近年来，利用数字调制方式传输声音信号和影像信号的数字电视广播已逐渐实用化。例如，基于作为有线电视方式的DVB-C(Digital Video Broadcasting-Cable)的广播已在世界上众多国家进行。由于电视广播的各频道所占有的频带在各国有所不同，因此决定频带带宽的符号率的范围例如被规定在47.2Mbaud这一范围。因此，如果让接收装置具有自动检测符号率的功能，那么能够在多个国家共同使用接收装置，能够削减开发成本。 0003 在符号率的自动检测中，要求电路规模小、且能够短时间高精度地检测符号率。作为自动检测符号率的方法，已知如下的方式，即：针对接收信号进行非线性处。

10、理以及 FFT(Fast Fourier Transform)处理，根据FFT处理之后的频域信号检测具有峰值的成分的频率来作为符号率(例如，参照专利文献1)。 0004 现有技术文献 0005 专利文献 0006 专利文献1：美国专利第7,376,204号说明书 0007 然而，在专利文献1所公开的技术中，为了提高检测符号率的分辨率，需要增加作为FFT的对象的采样数。因此，需要增大FFT电路的存储器容量，从而电路规模增大。此外，在FFT处理时，需要以从频率0至采样频率为止的整个频域为对象一并进行运算。由于即便对于应该检测的符号率的范围以外的成分也始终作为运算的对象，因此在符号率检测中。

11、所需的时间较长。发明内容 0008 本发明的目的在于抑制电路规模且在短时间内检测出数字调制信号的符号率。 0009 本发明的实施方式的符号率检测器具备：非线性处理部，其对数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与检测符号率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，并输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。 0010 据此，相位同步环路与非。

12、线性处理后的数字调制信号进行同步，不使用FFT就能够检测数字调制信号的符号率。 0011 本发明的实施方式的接收装置接收数字调制信号，其具备：符号率检测器，其根据所述数字调制信号检测所述数字调制信号的符号率；和频带可变滤波器，其使所述数字调制信号之中的、与由所述符号率检测器检测出的检测符号率相应的频带的通信通过。所述符号率检测器具有：非线性处理部，其对所述数字调制信号进行非线性处理，输出非线性处说明书CN 102474497 A 2/6页 5 理后的数字调制信号；和相位同步环路，其进行与所述非线性处理后的数字调制信号的相位同步。所述相位同步环路具有：振荡器，其生成与所述检测符号。

13、率相应的频率的信号；复数乘法器，其对所述非线性处理后的数字调制信号和由所述振荡器生成的信号进行相乘，输出相乘结果；和环路滤波器，其对所述相乘结果进行平滑化，将平滑化之后的所述相乘结果作为所述检测符号率进行输出。 0012 发明效果 0013 根据本发明的实施方式，由于不进行FFT便进行符号率的检测，因此即便提高精度也能够抑制电路规模的增大，并且能够在短时间内检测符号率。附图说明 0014 图1是表示本发明的实施方式涉及的接收装置的结构例的框图。 0015 图2是表示图1的符号率检测器的结构例的框图。 0016 图3(a)是表示输入至图1的非线性处理部中的基带信号的频谱的示意图。图3(。

14、b) 是表示由非线性处理部进行处理后的信号的频谱的示意图。图3(c)是表示图1的DC消除器的输出信号的频谱的示意图。图3(d)是频率偏移了-Fsym之后的、复数乘法器的输出信号的频谱的示意图。图3(e)是表示相位同步环路的LPF的输出信号的频谱的示意图。 0017 图4是针对图2的相位同步环路内的LPF的输出信号表示相位误差评价函数的曲线。 0018 图5是表示检测符号率及扫描频率的例子的曲线。具体实施方式 0019 以下，参照附图来说明本发明的实施方式。 0020 本说明书中的各功能模块，作为典型能够以硬件实现。例如，各功能模块能够作为 IC(集成电路)的一部分形成在半导体基板上。在。

15、此，IC包括LSI(Large-Scale Integrated circuit)、ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)、门阵列、FPGA(Field Programmable Gate Array)等。作为替代，各功能模块的一部分或全部也可以由软件实现。例如，这种功能模块可以由在处理器上执行的程序实现。换言之，本说明书中所说明的各功能模块既可以由硬件实现，也可以由软件实现，还可以由硬件和软件的任意组合来实现。 0021 图1是表示本发明的实施方式涉及的接收装置的结构例的框图。图1的接收装置具有：调谐器12、AD(Analog-to-。

16、Digital)转换器(ADC)14、正交检波电路16、频带可变滤波器18、插值电路20、符号率检测器22、定时再生电路24、数字解调电路26、纠错电路28。在图1以及以下的框图中粗线表示复数信号。 0022 对调谐器12提供作为数字调制信号的接收信号RS。接收信号RS是从天线或有线电视广播的电缆提供的RF(Radio Frequency)信号。调谐器12依据选台信息从接收信号RS中选择希望的频道的信号，作为中间频带的信号(IF信号)输出至ADC14。AD C14将从调谐器输出的信号变换为数字信号之后输出。正交检波电路16基于数字解调电路26检测出的载波频率误差，对从ADC14输出。

17、的信号进行频率修正，进而进行正交检波，将所生成的基带信号DT输出至频带可变滤波器18及符号率检测器22。基带信号DT是复数信号。 0023 符号率检测器22从基带信号DT检测该信号的符号率，将其结果作为检测符号率说明书CN 102474497 A 3/6页 6 IFSYM输出至频带可变滤波器18及定时再生电路24中。频带可变滤波器18使基带信号 DT之中的与检测符号率IFSYM相应的频带的信号通过。此时，频带可变滤波器18输出抑制了频带以外的不需要的高次谐波分量之后的信号。 0024 插值电路20基于从定时再生电路24输出的定时信号，对频带可变滤波器18的输出实施插值处理(内插)，。

18、输出没有符号间干扰也就是能够进行符号识别的基带信号。定时再生电路24按照在插值电路20输出的基带信号中不会产生符号间干扰的方式，利用检测符号率IFSYM和插值电路20输出的基带信号生成定时信号，输出至插值电路20。 0025 数字解调电路26根据从插值电路20输出的基带信号检测出频率误差，并输出至正交检波电路16中。此外，数字解调电路26对接收信号RS进行波形均衡处理及解调处理，将所得到的解调数据输出至纠错电路28中。受到多路径等的影响在传输路径中接收信号RS中所产生的畸变通过波形均衡处理被除去。纠错电路28对解调数据进行维特比解码 (Viterbi decoding)或里德所罗门解。

19、码(reed solomon decoding)等的处理，来对位错误进行纠正，将纠正后的数据作为传输流分组TP输出至影像声音译码器。 0026 图2是表示图1的符号率检测器22的结构例的框图。符号率检测器22具有： LPF(Low Pass Filter)32、非线性处理部40、DC消除器50、相位同步环路60。 0027 在LPF32中输入作为正交检波器16的输出的基带信号DT。LPF32使能够输入的最大符号率的数字信号频谱通过，具有抑制相邻频道成分的频率特性，不会受到相邻频道的影响，能够高精度地检测出希望频道的符号率。其中，在调谐器12中，在抑制相邻频道的效果较好的情况下，也可以没。

20、有LPF32。 0028 非线性处理部40对从LPF32输出的基带信号进行非线性处理，由此生成符号率成分，将非线性处理后的基带信号输出至DC消除器50中。具体而言，非线性处理部40具有乘法器42、44、加法器46、平方根运算器48。从LPF32输出的基带信号之中的同相信号(I 信号)及正交信号(Q信号)分别被输入至乘法器42、44中。 0029 乘法器42对I信号乘以I信号，输出进行了平方运算之后的I信号。乘法器44对 Q信号乘以Q信号，输出进行平方运算之后的Q信号。加法器46求出平方之后的I信号与平方之后的Q信号之和，进行输出。平方根运算器48求出由加法器46得到的和的平方根并输出。。

21、若将I信号设为Isint、将Q信号设为Qcost(为载波频率的偏移成分(载波偏移)，则所得到的平方根为(I2+Q2)。也就是说，通过这种的非线性处理，能够消除载波偏移的影响。 0030 图3(a)是表示输入至图1的非线性处理部40中的基带信号的频谱的示意图。虚线表示基带信号的频谱，箭头是数字调制的符号率成分，在虚线的频谱的频带端部产生。图 3(b)是表示通过非线性处理部40处理后的信号的频谱的示意图。如图3(b)所示，符号率成分的载波偏移的影响被消除，能量集中在DC成分与频率Fsym的成分中，其他成分如虚线所示那样被扩展。 0031 在此，平方根运算器48在频率Fsym成分的生成过程。

22、中不是必需的。但是通过求出平方根，维持了分辨率的同时还能够使因平方运算而变多的运算结果的位数减半。因此，能够减小进行以后处理的电路规模。 0032 DC消除器50抑制了由非线性处理部40进行非线性处理后的基带信号的直流成分 (DC成分)，然后输出至复数乘法器62中。具体而言，DC消除器50具有LPF52、减法器54。说明书CN 102474497 A 4/6页 7 LPF52从非线性处理后的基带信号提取DC成分，输出至减法器54中。减法器54从非线性处理后的基带信号中减去由LPF52提取出的DC成分，来除去DC成分。DC消除器50通过抑制DC成分，可防止后级的相位同步环路错误地向。

23、DC成分进行相位同步。 0033 图3(c)是表示图1的DC消除器50的输出信号的频谱的示意图。如图3(c)所示，图3(b)的频谱的DC成分受到抑制，从而处于频率Fsym的频谱有大量残留的状态。 0034 图2的相位同步环路60对DC消除器50的输出信号进行相位同步。相位同步环路60具有复数乘法器62、LPF63、加法器64、振荡器65、同步检测器68、控制部69、环路滤波器70、扫描部80。振荡器65具有数值控制振荡器(NCO)66、COS/SIN变换器67。 0035 复数乘法器62对DC消除器50的输出信号和由COS/SIN变换器67生成的信号进行复数相乘，将其结果输出至LPF6。

24、3中。例如，在COS/SIN变换器67输出频率-Fsym的成分的情况下，DC消除器50的输出通过复数乘法运算偏移了频率-Fsym。也就是说，频率-Fsym 的成分频率偏移至频率-2Fsym，频率+Fsym的成分频率偏移至DC。图3(d)是表示频率偏移了-Fsym之后的复数乘法器62的输出信号的频谱的示意图。复数乘法器62的输出信号的Q信号与一般的相位同步环路中的相位比较器的输出同等。 0036 图3(e)是表示相位同步环路60的LPF63的输出信号的频谱的示意图。LPF63使复数乘法器62的输出的DC附近的成分通过，提供给同步检测器68及环路滤波器70。由于 DC附近以外的成分被阻止，。

25、因此符号率成分以外的扩展频谱被抑制。 0037 图4是表示针对图2的相位同步环路60内的LPF63的输出信号的相位误差评价函数的曲线。在图4中，将复数乘法器62的输入信号之间的相位差作为参数，针对LPF63 的输出信号的Q信号及I信号，表示相位误差评价函数。 0038 在复数乘法器62的输入信号之间没有相位差的情况下，Q信号的误差为0，较之这种情况随着相位滞后或超前，误差的符号发生变化。此外，在复数乘法器62的输入信号之间的相位差为0的情况下，I信号的误差为最大的正值。因此，按照Q信号的误差为0的方式COS/SIN变换器67生成信号，由此使相位同步环路60与频率Fsym的成分相位同步。。

26、 0039 环路滤波器70对LPF63的输出的Q信号进行平滑化处理，将平滑化之后的信号输出至加法器64中。环路滤波器70估计Q信号的每单位时间的相位变动。具体而言，环路滤波器70具有放大器72、74、加法器76、78、触发器77。在放大器72、74中设定规定的增益。放大器72根据LPF63的输出的Q信号求出直接项，放大器74、加法器76、及触发器77 根据LPF63的输出的Q信号求出积分项。加法器78对直接项和积分项相加之后进行输出。 0040 加法器64在环路滤波器70的输出上加上扫描部80的输出，将相加结果作为检测符号率IFSYM输出至NCO66中。此外，检测符号率IFSYM还被输。

27、出至频带可变滤波器18及定时再生电路24中。 0041 NCO66对检测符号率IFSYM进行积分，将积分值输入至COS/SIN变换器67中。由于NCO66的积分值每达到规定值便返回0，因此积分值以锯齿波状变化。COS/SIN变换器67 依据NCO66的积分值生成COS波及-SIN波，并输出至复数乘法器62中。也就是说，振荡器 65生成与检测符号率IFSYM相应的频率的信号。 0042 同步检测器68根据LPF63的输出信号(I信号及Q信号)，判定相位同步环路60 的同步是否已建立、换言之检测符号率IFSYM是否已成为固定值，将判定结果作为同步标志位输出至控制部69中。例如，在Q信号为0且。

28、I信号的值是所设定的阈值以上的情况下，说明书CN 102474497 A 5/6页 8 同步检测器68判定为已建立同步。 0043 扫描部80具有加法器82、能够载入值的触发器84。控制部69将来自外部CPU的开始脉冲作为触发，将最大符号率FsymMAX载入触发器84中。触发器84将载入的最大符号率FsymMAX作为扫描频率SWPF输出，然后使加法器82的输出延迟进行输出。加法器82 将触发器84的输出和固定值-F相加之后输出。也就是说，扫描部80反复在最大符号率 FsymMAX上加上-F，由此来使扫描频率SWPF减少。 0044 图5是表示检测符号率IFSYM及扫描频率SWPF的例。

29、子的曲线。例如，在符号率为Fsym的数字调制信号DT被输入至符号率检测器22中时，尽管检测符号率IFSYM与扫描频率SWPF同样地减少，但如果达到符号率Fsym，则相位同步环路60处于锁定状态，检测符号率IFSYM变为恒定(IFSYMFsym)。这是因为：在锁定状态时，按照扫描回路80的输出 SWPF随着时间的减少在加法器64的输出中被抵消的方式，环路滤波器70输出随着时间增加的信号。也就是说，向环路滤波器70中提供输入信号的LPF63输出恒定的相位误差。 0045 如果扫描频率SWPF达到最小符号率FsymMIN，则扫描部80结束扫描，并保持扫描频率SWPF。此时，因为扫描频率SW。

30、PF的时间性减少停止，所以向环路滤波器70提供输入信号的LPF63的输出的恒定相位误差平均为0，环路滤波器70处于锁定状态。此后，控制部 69监视同步检测器68是否检测到同步的建立，在检测到同步建立的情况下，许可可变频带滤波器18及定时再生电路24使用检测符号率IFSYM进行工作。当可变频带滤波器18及定时再生电路24收到许可时，基于检测符号率IFSYM开始解调动作。 0046 如上述那样，通过符号率检测器22，相位同步环路60与非线性处理后的基带信号 DT同步，由此不使用FFT就能够检测出基带信号DT的符号率IFSYM。由于不需要进行FFT，因此就不需要用于FFT的存储器，即便提高精。

31、度也可抑制电路规模的大幅增加。此外，由于具有扫描部80及加法器64，因此能够快速求出符号率IFSYM。作为扫描部80，由于扫描完预先设定的扫描范围就结束动作，因此在搜索过程中也不会耗费多余的时间。 0047 如图5所示，如果检测符号率IFSYM锁定为固定值Fsym，则对环路滤波器70的输入信号处于具有恒定的相位误差的状态。因此，如果相位误差处于特定的范围内，则同步检测器68判定为已建立同步。同步检测器68例如在LPF63输出的Q信号的绝对值的大小为特定的阈值以下的情况下、或者I2+Q2或(I2+Q2)的大小为特定阈值以上的情况下，也可以判定为已建立同步。在此，Q表示LPF63输出的。

32、正交成分，I表示LPF63输出的同相成分。 0048 控制部69在扫描中也监视同步标志位。同步检测器68输出表示已建立同步的同步标志位后，控制部69向可变频带滤波器18及定时再生电路24通知已建立同步。由此，能够进一步缩短搜索时间。 0049 也可以从经常使用的频率开始扫描开始时的符号率。于是，能够进一步缩短搜索时间。由于为了实现高清晰画质，经常会提高传输速率来进行，因此例如图5所示那样，将扫描开始时的频率设定为最大符号率FsymMAX，从高频率向低频率扫描。 0050 LPF63构成为输出复数信号，但是在同步检测器68仅检测出Q信号的值为0的情况下，LPF63也可以构成为仅输出Q。

33、信号。 0051 在环路滤波器70中输入LPF63的输出信号，但从复数乘法器62输出的Q信号也可以直接输入至环路滤波器70中。说明书CN 102474497 A 6/6页 9 0052 尽管说明了扫描部80使扫描频率SWPF从最大符号率FsymMAX减少至最小符号率FsymMIN的情况，但也可以使扫描频率SWPF从最小符号率FsymMIN增加至最大符号率 FsymMAX。 0053 也可以在扫描部80结束扫描之后经过规定时间之时，同步检测器68判定为已建立同步。 0054 本发明的多数的特征及优点根据所记载的说明可得到明确，由添加的权利要求书概括了本发明全部的特征和优点。再有，由。

34、于多数的变更及改变对于本领域技术人员来说是容易实现的，因此本发明并不应该限定于与图示记载的部分完全相同的结构和动作。因此，所有的适当的变更部分和等效部分也包含在本发明的范围中。 0055 产业上的可利用性 0056 根据以上的实施方式，由于能够在短时间内检测符号率，因此本发明对于符号率检测器及接收装置等是有用的。 0057 符号说明： 0058 16正交检波电路 0059 18频带可变滤波器 0060 20插值电路 0061 22符号率检测器 0062 24定时再生电路 0063 26数字解调电路 0064 28纠错电路 0065 40非线性处理部 0066 50DC消除器 0067 60相位同步环路 0068 62复数乘法器 0069 64加法器 0070 65振荡器 0071 68同步检测器 0072 70环路滤波器 0073 80扫描部说明书CN 102474497 A 1/4页 10 图1 说明书附图CN 102474497 A 10 2/4页 11 图2 说明书附图CN 102474497 A 11 3/4页 12 图3 说明书附图CN 102474497 A 12 4/4页 13 图4 图5 说明书附图CN 102474497 A 13 。

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