高频部件及高频模块以及使用它们的通信机 【技术领域】
本发明涉及共用一个天线收发两个以上不同频率的信号的无线通信系统，特别是涉及将开关电路和高频放大电路组合起来的多频带用高频部件及在一个层叠体中构成了它们的多频带用高频模块、以及使用它们的通信机。
背景技术
近年来的无线通信装置、例如携带电话机的普及，令人惊讶，越发谋求携带电话机的功能及服务的提高(以下，以携带电话机为例进行说明)。作为携带电话机的系统，例如主要有：在欧洲盛行的GSM(Global Systemfor Mobil Communications)方式、DCS(Digital Cellular System)方式、在美国盛行地PCS(Personal Communications System)方式、在日本采用的PDC(Personal Digital Cellular)方式等各种系统。可是近来伴随携带电话机的急剧普及，特别是在先进国家的主要的大城市中，不能用分配给各系统的频带供系统利用者使用，存在连接困难、通话过程中连接被切断等问题。因此谋求利用者能利用多个系统，增加实际上能利用的频率，进一步扩大服务区，有效地灵活利用各系统的通信基础设施。这样对应于多个系统的携带电话机称为多频带携带电话机，与只对应于单一系统的单频带携带电话机相区别。
迄今，作为对应于多个系统的小型轻量的高频电路部件，例如在EP0921642中公开了对应于EGSM和DCS两个系统的携带通信机中使用的双频带用高频开关模块。另外在EP0998035中设计出了对应于EGSM、DCS及PCS三个系统的携带通信机中使用的对应三频带的高频开关模块。
图23表示三频带高频开关模块的框图的一例。利用连接在公用天线ANT的端子上的天线分离滤波器Dip，对EGSM的频带信号和DCS/PCS的频带信号进行分频(反方向时是“合成”，但为了简单称为“分频”)，第一高频开关SW1切换ESCM发送端子Tx和EGSM接收端子Rx，第二高频开关SW2切换DCS及PCS发送端子Tx和DCS接收端子Rx及PCS接收端子Rx。被插入发送路径中的低通滤波器LPF1、LPF2降低在大功率放大器中发生的高频。带通滤波器SAW1、SAW2、SAW3将来自天线ANT的接收信号中不需要的频率分量除去，只将需要的分量发送给低噪放大器。因此，大功率放大器HPA1、HPA2设置在EGSM发送端子Tx和DCS/PCS发送端子Tx的前级，低噪放大器LNA1、LNA2、LNA3设置在EGSM接收端子Rx和DCS接收端子Rx及PCS接收端子Rx的后级。
携带通信机的小型轻量化的要求依然很强烈，集中了部件的共有化和功能的模块化正取得进展。例如图23中作为用虚线包围的电路部件，有例如将二极管等安装在由LTCC(Low-Temperature Cofired Ceramics)构成的电介质薄片上利用电极图形形成了传输线路和电容器后进行层叠而获得的层叠体上的多频带用天线开关模块ASM。另外，作为用点划线包围的范围内的模块，例如有安装在层叠体上的分散的SAW滤波器。
在携带通信机的发送侧，由于输出功率比较大的信号，所以使用数瓦(W)左右的大功率放大器(也称为“高频放大器”、“功率放大器”、或简称为“放大器”)。携带电话机等有必要使其小型、低功耗，所以对消费DC功率的大部分的大功率放大器来说，要求DC-RF功率附加效率高、小型。特别是在携带电话机等情况下，小型、每一次充电的通话时间长是重要的吸引顾客的特色。因此，大功率放大器的小型化和高效率化是必要的。可是，包括大功率放大器的电路部件的层叠模块化还未实现。
作为天线开关模块，在特开2000-183612号中公开了一种将接收专用天线和放大器安装在层叠体上，将相位调整电路设置在两者之间的天线装置。可是，该天线装置是用来调整接收专用天线(插接天线)接收了从放大器泄漏的电磁波时的闭合回路的相位偏移的，所以不是组合了高频开关功能的装置。
EP0837516公开了在内部将构成高频开关和放大器的传输线路及电容器安装在层叠了多个电介质层的多层基板上、将晶体管等安装在多层基板上的模块。可是该文献中关于将高频开关和放大器一体化时的问题及其解决方法没有任何记载。
特开2002-171137号公开了将大功率放大器和监视其输出功率的耦合器一体化，在寄生频率中将两者设定为非共轭匹配的高频用发送模块。可是，该文献对解决高频部件之间的插入损耗降低特性和高频衰减特性的劣化的方法未作任何具体的记载。
如上所述，至今没有将多频带用天线开关电路和高频放大电路组合在一个层叠体内的组合模块的例。至今，只是对现有的高频放大电路和现有的天线开关模块进行各种组合，监视变换效率和高频发生量等的发送特性或天线输出特性，选择相性好的部件的组合。
在将高频放大器HPA和天线开关模块ASM组合在一个层叠体内的情况下(图23中的ASM+HPA)，存在与组合分散部件时同样的问题。高频放大器的输出端子和天线开关模块的发送端子分别被设计为用50Ω进行匹配，但严格地说未必各个都是50Ω，实际上只是设定在50Ω附近。例如，高频放大器HPA为45Ω，位于相位120°的位置，天线开关模块ASM为52Ω，位于相位80°的位置，即使如此也可以看作互相为50Ω匹配。总之，在现有技术中，虽然将发送频带中的史密斯圆中央的50Ω附近作为目标，但未考虑电抗。如果没有具体的相位匹配的指导，则必要的基频频带中的损失增大，或者本来不需要的2倍频、3倍频等频带中的衰减量不充分。将高频放大电路和天线开关模块部分别安装在电路板上，即使在两者之间设置了匹配电路的情况下，同样会产生该问题。
另外在高频模块中，希望发送频带的宽带匹配。可是只在天线开关模块中将宽带化作为目标，在连接了高频放大器的高频模块总体中，也可以不成为宽频带。这是由于连接在高频放大器的后级的负载(在此情况下，为天线开关模块)，致使高频放大器内的输出匹配电路的输入阻抗Z4变化所致(参照图10)。
因此，本发明的目的在于提供一种将相位调整电路设置在开关电路和高频放大电路之间，能将基频频带的插入损耗抑制得小，同时使n倍频频带的高频衰减量最大的高频部件。
本发明的另一个目的在于提供一种谋求基频频带的发送频带内的低损耗操作的的宽频带化，同时能将基频频带的插入损耗抑制得小的高频部件。
本发明的另一个目的在于提供一种在一个层叠体内形成开关模块和高频放大电路模块及相位调整电路，在小型轻量化的同时抑制了由相互干扰引起的特性劣化的高频模块。
本发明的另一个目的在于提供一种备有上述高频模块的通信机。
【发明内容】
使用通带不同的多个发送系统的本发明的一实施形态的高频部件的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频的分频电路；(b)连接在上述分频电路上，切换与发送系统及接收系统的连接的至少一个开关电路；(c)多个高频放大电路；以及(d)设置在上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的相位调整电路，使上述相位调整电路介于中间的上述各开关电路和上述各高频放大电路的相位匹配，在基频频带中被调整为共轭匹配，而在n倍(n是2以上的自然数)的频带中，被调整为非共轭匹配。
在上述高频部件中，在n倍的频带中，θ2最好在θ0±120°以内(这里，θ0是从上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的连接基准面看上述各高频放大器时相对于阻抗Z1的相位θ和共轭匹配的相位θ1为180°的逆相位，θ2是从上述连接基准面看上述各开关电路时的阻抗Z2的相位)。θ2调整在θ0±90°的区域内为好，调整在θ0±45°的区域内就更好。
使用通带不同的多个接收系统的由呈一体的层叠体构成的本发明的另一实施形态的高频模块的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频，同时切换与发送系统及接收系统的连接的开关模块部分；(b)高频放大电路模块部分；以及(c)设置在上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的相位调整电路，使上述相位调整电路介于中间的上述各开关电路和上述各高频放大电路的相位匹配，在基频频带中被调整为共轭匹配，而在n倍(n是2以上的自然数)的频带中，被调整为非共轭匹配。
在上述高频模块中，在n倍的频带中，θ2最好在θ0±120°以内(这里，θ0是从上述开关模块部分和上述高频放大模块部分之间的连接基准面看上述高频放大器时相对于阻抗Z1的相位θ和共轭匹配的相位θ1为180°的逆相位，θ2是从上述连接基准面看上述各开关模块部分时的阻抗Z2的相位)。θ2调整在θ0±90°的区域内为好，调整在θ0±45°的区域内就更好。
在上述相位调整电路由LC电路构成的低通滤波器构成的情况下，从上述相位调整电路的开关电路侧端子看上述开关电路时，阻抗Z3的相位θ3在史密斯圆图上位于θ0的反时针方向侧时，最好利用上述相位调整电路调整上述相位θ2，以便在n倍的频带中，从上述连接基准面看上述各开关电路时的阻抗Z2的相位θ2比θ3更接近θ0。
在由传输线路构成上述相位调整电路的情况下，上述阻抗Z3的相位θ3在史密斯圆图上位于θ0的反时针方向侧时，最好将上述传输线路延长，以便在n倍的频带中，上述阻抗Z2的相位θ2比θ3更接近θ0。
在上述相位调整电路由LC电路构成的高通滤波器构成的情况下，上述阻抗Z3的相位θ3在史密斯圆图上位于θ0的顺时针方向侧时，最好通过上述相位调整电路对上述相位进行调整，以便在n倍的频带中，上述阻抗Z2的相位θ2比θ3更接近θ0。构成上述高通滤波器的LC电路的电感的一端最好通过电容器连接在上述开关模块部分上，另一端接地。
在由传输线路构成上述相位调整电路的情况下，上述阻抗Z3的相位θ3在史密斯圆图上位于θ0的顺时针方向侧时，最好将上述传输线路缩短，以便在n倍的频带中，上述阻抗Z2的相位θ2比θ3更接近θ0。
在由片状电感器和片状电容器构成低通滤波器或高通滤波器的情况下，如果将片状电感器和片状电容器安装在层叠体上、或安装在电路板上，则模块化后最好也能适当地更换。
使用通带不同的多个收发系统的本发明的另一实施形态的高频部件的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频的分频电路；(b)连接在上述分频电路上，切换与发送系统及接收系统的连接的至少一个开关电路；(c)多个高频放大电路；以及(d)设置在上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的相位调整电路，从上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的连接基准面看后级的各开关电路时的阻抗Z2的相位θ2在基频频带中被调整在-120°～+90°的区域内。该高频部件适应于宽带匹配。
使用通带不同的多个收发系统的本发明的另一实施形态的高频部件的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频的分频电路；(b)连接在上述分频电路上，切换与发送系统及接收系统的连接的至少一个开关电路；(c)多个高频放大电路；以及(d)设置在上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的相位调整电路，从上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的连接基准面看上述各高频放大器时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看后级的各开关电路时的阻抗Z2的相位为θ2，则上述相位θ2在基频频带中能被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内。该高频部件适应于低插入损耗。
使用通带不同的多个收发系统的本发明的另一实施形态的高频部件的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频的分频电路；(b)连接在上述分频电路上，切换与发送系统及接收系统的连接的至少一个开关电路；(c)多个高频放大电路；以及(d)设置在上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的相位调整电路，从上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的连接基准面看上述各高频放大器时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看后级的各开关电路时的阻抗Z2的相位为θ2，则上述相位θ2在基频频带中能被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内、而且在-125°～+90°的范围内。该高频部件适应于宽带匹配且低插入损耗。
使用通带不同的多个收发系统的由呈一体的层叠体构成的本发明的另一实施形态的高频模块的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频，同时切换与发送系统及接收系统的连接的开关模块部分；(b)高频放大电路模块部分；以及(c)设置在上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的相位调整电路，利用上述相位调整电路，从上述高频放大电路模块部分和上述开关模块部分之间的连接基准面看上述开关模块部分时的阻抗Z2的相位θ2在基频频带中能被调整在-125°～+90°的区域内。该高频模块适应于宽带匹配。
使用通带不同的多个收发系统的由呈一体的层叠体构成的本发明的另一实施形态的高频模块的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频，同时切换与发送系统及接收系统的连接的开关模块部分；(b)高频放大电路模块部分；以及(c)设置在上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的相位调整电路，从上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的连接基准面看上述高频放大电路模块部分时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看上述开关模块部分时的阻抗Z2的相位为θ2，则利用上述相位调整电路，上述相位θ2在基频频带中能被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内。该高频模块适应于低插入损耗。
使用通带不同的多个收发系统的由呈一体的层叠体构成的本发明的另一实施形态的高频模块的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频，同时切换与发送系统及接收系统的连接的开关模块部分；(b)高频放大电路模块部分；以及(c)设置在上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的相位调整电路，从上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的连接基准面看上述高频放大电路模块部分时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看上述开关模块部分时的阻抗Z2的相位为θ2，则利用上述相位调整电路，上述相位θ2在基频频带中能被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内、而且在-125°～+90°的范围内。该高频模块适应于宽带匹配且低插入损耗。
使用通带不同的多个收发系统的本发明的另一实施形态的高频部件的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频的分频电路；(b)连接在上述分频电路上，切换与发送系统及接收系统的连接的至少一个开关电路；(c)多个高频放大电路；以及(d)设置在上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的相位调整电路，从上述各开关电路和上述各高频放大电路之间的连接基准面看上述各高频放大器时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看后级的各开关电路时的阻抗Z2的相位为θ2，则利用上述相位调整电路，(1)在基频频带中，上述相位θ2被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内、而且在-125°～+90°的区域内，(2)在n倍(n是2以上的自然数)的频带中，上述相位θ2被调整在以相对于θ1为180°的逆相位的θ0为中心±120°(θ0±120°)的非共轭匹配区域内。
使用通带不同的多个收发系统的由呈一体的层叠体构成的本发明的另一实施形态的高频模块的特征在于：有(a)对高频侧的信号和低频侧的信号进行分频、同时切换与发送系统及接收系统的连接的开关模块部分；(b)高频放大电路模块部分；以及(c)设置在上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的相位调整电路，从上述开关模块部分和上述高频放大电路模块部分之间的连接基准面看上述高频放大电路模块部分时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位为θ1，从上述连接基准面看上述开关模块部分时的阻抗Z2的相位为θ2，则利用上述相位调整电路，(1)在基频频带中，上述相位θ2被调整在θ1±90°以内的共轭匹配区域内、而且在-125°～+90°的区域内，(2)在n倍(n是2以上的自然数)的频带中，上述相位θ2被调整在以相对于θ1为180°的逆相位的θ0为中心±120°(θ0±120°)的非共轭匹配区域内。
在本发明的另一实施形态的高频模块中，包括上述高频放大电路模块部分的区域和包括上述开关模块部分的区域，利用设置在上述层叠体的至少一个上述电介质层上的屏蔽电极、或者利用贯通构成上述层叠体的多个电介质层的通孔电极进行屏蔽。屏蔽电极及通孔电极以外的部件与上述高频模块相同即可。
上述屏蔽电极最好设置在设有传输线路的电介质层的上下任意一层上。上述通孔电极最好连接在上述屏蔽电极上。上述通孔电极最好与另一个设置在电介质层上的接地电极连接。
上述开关模块部分最好具有将高频侧的信号和低频侧的信号分频的分频电路和连接到上述分频电路、对与发送系统和接收系统的连接进行切换的开关电路。
高频放大电路模块部分最好至少有半导体元件、电压施加电路和匹配电路。
在上述高频模块中，上述开关模块部分、上述高频放大电路模块部分、以及构成上述相位调整电路的传输线路及LC电路的至少一部分由在构成上述层叠体的电介质层上形成的电极图形构成，构成上述开关模块部分及上述高频放大电路模块部分的开关元件、构成半导体元件及LC电路的一部分的芯片元件最好配置在上述层叠体上。
最好上述分频电路由LC电路构成，上述开关电路以开关元件及传输线路为主要结构，上述LC电路及上述传输线路的至少一部分由在构成上述层叠体的电介质层上形成的电极图形构成，上述开关元件及构成上述LC电路的一部分的开关元件配置在上述层叠体上。
最好上述高频放大电路模块部分至少有半导体元件、电压供给电路、以及匹配电路，构成上述电压供给电路和上述匹配电路的传输线路及LC电路的至少一部分由在构成上述层叠体的电介质层上形成的电极图形构成，上述开关元件及构成上述LC电路的一部分的开关元件配置在上述层叠体上。
构成上述相位调整电路的传输线路或LC电路的至少一部分最好由在构成上述层叠体的电介质层上形成的电极图形构成。
最好上述开关电路的各发送系统有由LC电路构成的低通滤波器，上述LC电路在构成上述层叠体的电介质层上的电极图形构成。
在本发明的高频模块中，耦合电路、分离电路及滤波电路中的至少一者最好设置在上述高频放大电路模块部分和上述开关模块部分之间。
本发明的另一实施形态的高频部件，它通过相位调整电路连接高频放大电路和处理由上述高频放大电路放大了的高频信号的后级的高频电路，其特征在于：在由上述高频放大电路放大了的高频信号的基频的n倍(n是2以上的自然数)的频率中，从上述相位调整电路的上述高频放大电路一侧的基准点看上述高频放大电路时，假设与阻抗Z1的相位θ共轭匹配的相位θ1对应的逆相位为θ0，从上述基准点看上述后级的高频电路时的阻抗Z2的相位为θ2，则上述相位θ2位于θ0±120°的范围内。
在上述高频部件中，上述高频放大电路最好至少有半导体元件、电压施加电路和匹配电路。
本发明的另一实施形态的通信机是用一个公用天线收发两个以上不同频率的信号的通信机，其特征在于：公用天线连接在上述高频部件或高频模块上。
【附图说明】
图1是说明本发明的多频带用高频部件的相位调整的史密斯圆图
图2(a)是表示相位调整顺序之一例的史密斯圆图
图2(b)是表示相位调整顺序的另一例的史密斯圆图
图3(a)是表示相位调整的具体单元之一的低通滤波器的电路之一例的图
图3(b)是表示相位调整的具体单元之一的低通滤波器的电路的另一例的图
图3(c)是表示作为一个相位调整的具体装置的低通滤波器电路的别的例子的图。
图3(d)是表示作为一个相位调整的具体装置的低通滤波器电路的别的例子的图。
图4(a)是表示作为一个相位调整的具体装置的高通滤波器电路的一个例子的图。
图4(b)是表示作为一个相位调整的具体装置的高通滤波器电路的别的例子的图。
图4(c)是表示作为一个相位调整的具体装置的高通滤波器电路的别的例子的图。
图4(d)是表示作为一个相位调整的具体装置的高通滤波器电路的别的例子的图。
图5是表示天线开关模块部分的输入阻抗的相位与从高频放大器的输入一侧看的阻抗偏差的关系的曲线图。
图6是表示图5的阻抗的相位调整范围的史密斯图。
图7是表示在基本频带中的天线开关模块部分的输入相位与插入损耗的关系的曲线图。
图8是表示在天线开关模块部分的输入阻抗的相位调整范围内得到的低插入损耗范围的史密斯图。
图9(a)是表示具体的相位调整顺序的一个例子的史密斯图。
图9(b)是表示具体的相位调整顺序的其它例子的史密斯图。
图10是表示说明本发明的相位调整的模型的曲线图。
图11是表示根据本发明的一个实施例的3频带用天线开关模块部分的等效电路的图。
图12是表示根据本发明的一个实施例的高频放大器的等效电路的图。
图13(a)是高频放大器的输出端子附近的电路部分，表示具有作为相位调整装置的传输线路的部分的图。
图13(b)是天线开关模块部分的发射端子附近的电路部分，表示具有作为相位调整装置的传输线路的部分的图。
图14是表示当用高通滤波器时的相位调整的史密斯图。
图15(a)是表示ASM输入相位与2倍波衰减量的关系的曲线图。
图15(b)是表示ASM输入相位与3倍波衰减量的关系的曲线图。
图16是表示频率与功率附加效率的关系的曲线图。
图17是表示根据本发明的一个实施例的多频带用高频模块层叠体的未经加工片的部分展开图。
图18是表示用GaAs开关的3频带用天线开关模块部分的一个例子的方框图。
图19是表示用GaAs开关的3频带用天线开关模块部分的别的例子的方框图。
图20是表示用GaAs开关的3频带用天线开关模块部分的其它别的例子的方框图。
图21是表示在天线开关模块部分与高频放大器之间插入耦合电路的3频带用天线开关模块部分的方框图。
图22是表示耦合电路的一个例子的图。
图23是表示多频带用的高频部件和高频模块的全体构成的方框图。
【具体实施方式】
[1.1]n倍频带中的高频波衰减量和相位调整
我们参照图10所示的模型，讨论高频放大器HPA与天线开关模块部分ASM之间的相位关系对天线输出特性的影响。图10所示的高频模块顺次地具有高频放大器HPA、输出匹配电路MN、移相器PS和天线开关模块部分ASM。图10所示的例子是发射的情形，天线开关模块部分ASM的输出端子与天线连接。在高频放大器HPA的输出匹配电路MN一侧的端子与天线开关模块部分ASM的输出端子之间存在着连接基准面。在此，所使用的“连接基准面”一词，是表示通过考虑了实际线路的粗细及厚度的计算机仿真而求出阻抗时的两个电路之间的面，相当于等效电路中的连接基准点。
固定从连接基准面看的高频放大器HPA的阻抗Z1的相位θ改变天线开关模块部分ASM的阻抗Z2的相位θ2，将相位变化、插入损耗、和基波、2倍波及3倍波的衰减量画成图1的史密斯图上的曲线。此外，与上述相反，也可以固定从连接基准面看的天线开关模块部分ASM的阻抗Z2的相位θ2，调整高频放大器HPA的阻抗Z1的相位θ，也可以调整高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM两者的的阻抗的相位。这在下面的实施样态中也相同，无论那种情形都在本发明的范围内。
这里，天线开关模块部分是使高频模块与共用天线连接时使用的术语，与当使高频部件与共用天线连接时使用的术语“天线开关电路”实质上是相同的。
讨论的结果，使我们明白相位调整与天线输出特性(插入损耗、高频衰减量)等密切相关，在n次高频带中的相互阻抗给予高频模块全体的特性很大的影响。当参照图1史密斯图时，
(A)当从连接基准面看的天线开关模块部分ASM的阻抗Z2的相位θ2，与高频放大器HPA的阻抗Z1的相位θ的符号相反的相位θ1(-θ)相等时，插入损耗(信号的衰减量)最小。相位θ1对于相位θ是共轭匹配的。
(B)当从连接基准面看的天线开关模块部分ASM的阻抗Z2的相位θ2成为θ1的逆相位θ0(θ1+180°)时，插入损耗(信号的衰减量)最大。
这里使用的术语“共轭阻抗”指的是对于某个阻抗具有复数共轭关系的阻抗。所谓“共轭”指的是具有相等的电阻成分和大小相等符号相反的电抗成分的阻抗关系。θ的阻抗(R+jX)和θ1的阻抗(R-jX)是复数共轭的。将这种关系成立的情形称为共轭匹配，实现阻抗匹配。
根据(R+jX)和(R-jX)的共轭匹配理想上是最合适的，但是根据由本发明者等进行的研究结果，即便只考虑(R′-jX)那样的电抗部分进行调整，也可以清楚地看到使发射信号低损失化和n次高频波衰减的效果十分明显。我们清楚地看到要使阻抗(R+jX)完全匹配是困难的，但是至少如果使相位匹配则效果十分明显，是现实的调整方法。
本发明中的第1方针是用相位捕捉这种共轭匹配的关系，在基本频带满足(A)的条件将插入损耗抑制到最小，设定与阻抗Z1的共轭匹配相当的相位关系。即，为了通过连接高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM的相位调整电路用标准值50Ω使两者共轭匹配而进行调整，使插入损耗最小。
在本来不要的2倍波和3倍波等的n次频带(高频带)中，为了满足使衰减量最大的(B)条件，而将阻抗Z2的相位θ2调整到与非共轭匹配相当的相位θ0。非共轭匹配是共轭匹配以外的状态。作为对于相位θ2的非共轭匹配位置，对于相位θ1为逆相位的θ0是最希望的位置，如果在以它为中心的所定范围内，则我们看到能够充分得到本发明的效果。具体地说，可以将对于最大衰减量允许5dB恶化的θ0+120°的区域作为θ2的调整范围。最好θ2的调整范围是允许3dB恶化的θ0+90°的区域，最好的是θ0+45°的区域。为了调整θ2，首先从与共轭匹配相当的相位θ1开始偏移到逆相位θ0附近，其次在以θ0为中心的允许范围内进行微调整。
[1.2]n倍频带的相位调整装置
相位调整电路由传输线路或LC电路构成。图13(a)和(b)表示用传输线路的相位调整电路的例子。图13(a)表示图12所示的高频放大器中输出端子P0附近的电路部分，图13(b)表示图11所示的天线开关模块部分的输出端子P1附近的电路部分。
在图13(a)所示的高频放大器的输出端子P0附近的电路部分中，具有半导体元件FET(场效应晶体管)Q1，在晶体管Q1的漏极端子D上通过传输线路或电感SL1从端子Vdd1加上电压。漏极端子D通过传输线路ASL1和直流截止电容Ca2与输出端子P0连接。又，在图13(b)所示的天线开关模块的输出端子P1附近的电路部分中，直流截止电容Ca1和传输线路ASL2与发射端子P1连接，作为发射系统电路的一部分的由传输线路L5和LC电路构成的低通滤波器LPF与它的后段连接。当连接输出端子P0和发射端子P1时，能够省略电容Ca1、Ca2中的一方。
传输线路ASL1、ASL2具有作为输入匹配电路的功能，但是也能够用作相位调整电路(在上述(3)的情形)。又，也可以代替传输线路插入LC电路(在上述(1)的情形)。例如，传输线路ASL2是为了在层叠体内连接发射端子P1和低通滤波器LPF1所需的元件，但是也可以用作本发明的相位调整电路。这时，当设计传输线路ASL2时，首先一面调整高频放大器的传输线路ASL1的长度或宽度，一面在适当的位置插入适当电容量的电容Ca3、Ca4，用大约50Ω达到与天线开关的输入阻抗匹配的目的，其次，调整传输线路ASL2的长度和/或宽度。进一步需要时也调整L5的长度和宽度等。
[1.3]n倍频带的相位调整的具体例
关于使n倍频带中的衰减量最大的相位调整，通过下面的说明将变得很清楚。
(a)如图2(a)所示，当从输出调整电路MN一侧看的天线开关电路ASM的阻抗Z3的相位θ3在史密斯图上位于θ0的逆时钟方向一侧时，为了得到比θ3更接近最佳相位θ0的θ2，而加长相位调整电路的传输线路。也可以使传输线路变细，但是这样一来θ3当在史密斯图的上半圆中时顺时钟方向旋转，当在下半圆中时逆时钟方向旋转。因此，当使传输线路的宽度变细时，需要考虑θ3的在史密斯图上的现在位置和旋转方向。
(b)如图2(b)所示，当相位θ3在史密斯图上位于θ0的顺时钟方向一侧时，为了得到比θ3更接近最佳相位θ0的θ2，而缩短相位调整电路的传输线路。作为传输线路ASL1的调整，希望粗而短。但是因为当传输线路粗时，与细的情形相反，θ3当在史密斯图的上半圆中时逆时钟方向旋转，但是当在下半圆中时顺时钟方向旋转，所以也需要考虑θ3的现在位置和旋转方向。
在这些调整中也是在不足够的范围内进行调整的，在形成层叠体后进行微调整的情形等，例如按下列顺序进行。
(c)如图2(a)所示，当相位θ3在史密斯图上位于θ0的逆时钟方向一侧时，为了得到更接近最佳相位θ0的θ2，最好将由如图3(a)～(d)中任何一个所示的LC电路构成的低通滤波器插入端子P0和P1之间。这时，因为存在图13所示的直流截止电容Ca1、Ca2和LC电路中的电容C，所以至少要留下这些电容中的一个。在图3(a)～(d)中作为一个例子省略Ca1，如虚线所示。又在图3(b)和(d)中，如果省略天线开关模块部分ASM的电容Ca1，则能够形成与接地的传输线路L5的并联谐振。这时，因为缩短传输线路L5就可以了，所以对在层叠的布局调整是方便的。
(d)如图2(b)所示，当相位θ3在史密斯图上位于θ0的顺时钟方向一侧时，为了得到更接近最佳相位θ0的θ2，最好将由如图4(a)～(d)中任何一个所示的LC电路构成的高通滤波器插入端子P0和P1之间。这时，最好留下直流截止电容Ca1、Ca2和LC电路中的电容C中的至少一个。这样插入高通滤波器进行相位调整可望使电路简略化。
此外需要时，也可以调整传输线路L5的宽度、LPF的并联电容C的电容值等。
从以上说明，我们可以看到在包含高频放大器的高频复合部件的电路设计中，如果不仅考虑基本频率而且也考虑n倍频带的高频成分，设计从半导体元件，例如晶体管的输出匹配电路到与天线开关单元的连接部，则与只考虑基本频率进行设计的已有方法比较，能够特别提高来自天线的发射输出特性。
[2.1]发射频带宽和插入损耗与相位调整的关系
现在我们讨论高频放大器与天线开关模块部分的相位关系对基本频带中的匹配频带宽和插入损耗的影响。我们调查在图10所示的模型中，天线开关模块ASM的阻抗Z3的相位变化与在发射频带中的输出匹配电路MN的输入阻抗Z4的变化量(偏差)的关系。图5表示ASM的输入阻抗的相位与Z4的阻抗偏差的关系，图6表示史密斯图上的低损失范围。在图5中，横轴表示天线开关模块ASM的输入阻抗的相位，左纵轴表示从HPA的输入端看的输出匹配电路MN的阻抗Z4的MAG(阻抗的绝对值、史密斯图上的半径)偏差，右纵轴表示从HPA的输入端看的输出匹配电路MN的阻抗Z4的DEG(相位角度、史密斯图上从中央右短路位置算起的角度)的偏差。MAG和DEG的偏差越小，在频带中的阻抗变化越小，能够达到宽频带匹配的目的。MAG偏差的允许范围是在0.09的横线X1以下，DEG偏差的允许范围是以0为中心的±0.6°的横线X2的范围。
固定从连接基准面看的高频放大器HPA的阻抗Z1，改变天线开关模块ASM的阻抗Z2，调查ASM的相位变化与基本频带中的插入损耗的关系。图7表示在基本频带中的ASM的输入阻抗的相位与插入损耗的关系，图8表示相位关系。研讨结果，我们看到在相位变化与插入损耗之间存在下面所示的密切关系。
(a)通过抑制阻抗Z4的变化量(偏差)能够在基本频带达到宽频带相位匹配的目的。“宽频带相位匹配”有时也简称为“宽频带匹配”。即，通过将MAG偏差和DEG的偏差一起调整到小的相位范围，能够实现在基本频带中的宽频带匹配。这与在图5中DEG的偏差在X2的范围内，MAG偏差在X1以下的范围内的情形相当。在图5中用Δ表示满足这些条件的范围的端点。如从图5可以看的那样，在基本频带中得到宽频带匹配的范围是在-125°～-180°的范围内和+90°～+180°的范围内。因此，如果将从连接基准面看的天线开关模块的阻抗Z2的相位θ2调整到图6的史密斯图上斜线所示的-125°～+90°的区域内，则能够在基本频带实现宽频带的相位匹配。
(b)在基本频带，当从连接基准面看的天线开关模块ASM的阻抗Z2的相位θ2成为与高频放大器HPA的阻抗Z1的相位θ的符号相反的的相位θ1(-θ)时，插入损耗(信号的衰减量)最小。即，在基本频带，当阻抗Z2的相位θ2与阻抗Z1的共轭阻抗相当的相位θ1一致时，插入损耗最小。在表示基本频带的图7中，因为在-130°附近插入损耗最小，所以那里就是共轭匹配位置。从那里偏离180°的位置是谷底，插入损耗最大。因为图7所示的插入损耗的波形实质上是正弦波，所以能够将该波形的上下限的中间以上作为允许范围。所以，如果在基本频率将阻抗Z2的相位θ2调整到θ1±90°的范围，则能够实现低插入损耗。
总结以上的说明，(1)通过将阻抗Z2的相位θ2调整到图6的斜线所示的-125°～+90°的区域内，能够在基本频带达到在发射频带中的宽频带匹配，(2)通过将阻抗Z2的相位θ2调整到共轭阻抗θ1+90°的区域，能够实现在基本频带中的低插入损耗，(3)通过将阻抗Z2的相位θ2调整到θ1+90°的共轭匹配区域内并且与-125°～+90°的范围重合的区域(图8中斜线所示的区域)，不仅能够在基本频带中达到在发射频带中的宽频带匹配，而且能够实现低插入损耗。
因为在高频电路中阻抗及其相位随频率而变化，所以相位θ2必须注意到在基本频带和n次高频带中的不同。具体地说，(1)θ2在θ0+120°以内的重要条件表示在n次高频带(非共轭匹配区域)中使n倍波衰减的θ2的范围，(2)θ2在-125°～+90°以内的重要条件表示在基本频带达到宽频带匹配的θ2的范围，(3)θ2在θ1+90°以内的重要条件表示在基本频带达到低插入损耗的θ2的范围，(4)θ2在θ1+90°以内并且-125°～+90°以内的重要条件表示在基本频带中达到宽频带匹配并且低插入损耗的θ2的范围。
[2.2]发射频带的低插入损耗区域的宽频带化和降低插入损耗与相位调整之间的关系的具体例
从下面的说明可以看到为了达到在基本频带中的宽带匹配(低插入损耗区域的宽频带化)和降低插入损耗的相位调整方法。
(a)如图9(a)所示，当在基本频带中从相位调整电路一侧看的天线开关的输入阻抗Z3的相位θ3在史密斯图上位于θ1的逆时钟方向一侧时，为了使θ2比θ3更接近最佳相位θ1，而加长传输线路。需要时也可以调整传输线路L5的长度和宽度，使θ3变沿顺时钟方向移动接近θ1。也可以使传输线路变细，但是这样一来，当θ3在史密斯图的上半圆中时顺时钟方向旋转，但是当在下半圆中时逆时钟方向旋转。因此，当使传输线路变细时，需要考虑θ3的在史密斯图上的现在位置和旋转方向。
(b)如图9(b)所示，当相位θ3在θ1的顺时钟方向一侧时，为了使θ2比θ3更接近最佳相位θ1，而缩短传输线路。需要时也可以调整传输线路L5的长度和宽度，使θ3沿逆时钟方向移动。作为传输线路ASL1的调整，希望粗而短。但是因为当传输线路粗时，与细的情形相反，θ3当在史密斯图的上半圆中时逆时钟方向旋转，但是当在下半圆中时顺时钟方向旋转，所以也需要考虑θ3的现在位置和旋转方向。
在这些调整中也是在不足够的范围内进行调整的，在形成层叠体后进行微调整的情形等，例如按下列顺序进行。
(c)当相位θ3在θ1的逆时钟方向一侧时，为了使θ2更接近最佳相位θ1，最好将由如图3(a)～(d)中任何一个所示的LC电路构成的低通滤波器插入端子P0和P1之间。为了用于调整相位，也能够调整低通滤波器的并联电容C的电容量等。与n次高频带中的相位调整的情形相同，能够省略直流截止电容Ca1、Ca2中的一方。这里省略Ca1，如虚线所示。又在图3(b)和(d)中，如果省略天线开关的电容Ca1，则能够形成与接地的传输线路L5的并联谐振。这时，因为缩短传输线路L5就可以了，所以对于层叠时的布局调整是方便的。
(d)当相位θ3在θ1的顺时钟方向一侧时，为了使θ2更接近最佳相位θ1，将由如图4(a)～(d)中任何一个所示的LC电路构成的高通滤波器插入端子P0和P1之间。这时，最好留下直流截止电容Ca1、Ca2和LC电路中的电容C中的至少一个。例如，只留下高频放大器的电容Ca2或C，使接地的电感L或传输线路LS与天线开关连接。这样当插入高通滤波器进行相位调整可望使电路简略化。
[3]降低高频模块中的电路间的干扰
从下面的说明可以看到对高频放大器和天线开关模块部分的噪声等的干扰的讨论结果。
(a)在500MHz～6GHz的频带中，通过在邻接的电路间设置纵列的贯通孔电极，电路间的隔离性增强例如达到-30dB以下，能够充分地抑制电路间的相互干涉。纵列的贯通孔电极的间隔越狭窄效果越好，但是过分狭窄产生使制造成本上升、强度下降等的缺点。纵列的贯通孔电极的间隔希望平均在1mm左右。例如，在3频带天线开关的情形中，如果将在最高频率的DCS发射接收系统的3倍波作为抑制对象，则因为存在5.4GHz(λ＝55.6mm)附近的频率，所以考虑到该频率的波长和电介质引起的波长缩短效果，在只有贯通孔的情形中，在λ/20以下的间隔能够得到充分的抑制效果。当然作为要抑制的目标频率，也可以设定在DCS/PCS系统的n倍波(n为1以上的整数)、GSM系统的n倍波等中的任何一个上。在上述例子的情形中，因为将GSM系统的基波～3倍波、DCS/PCS系统的基波～2倍波的波长λ比DCS系统的3倍波长，所以如果将DCS系统的3倍波作为要抑制的目标频率，则涉及上述的全部频率。又，也可以并行地设置纵列的贯通孔电极的多个列，使贯通孔之间的间隔变窄。
(b)当在电介质层上设置带状的片电极，并且设置贯通电介质层的纵列的贯通孔电极时，能够进一步提高隔离特性。设置带状的片电极的效果，与设置在传输线路之间的情形比较，设置在具有传输线路的电介质层的上下层上的情形较大。所以，最好将片电极设置在全部层上，但是通过适当地兼用根据电极图案的形状和空间设置在上下层上的中间层的地电极，能够得到大的隔离(屏蔽)效果。例如，在3频带天线开关的情形中，也能够只在具有传输线路的电介质层之间设置屏蔽电极，通过在DCS发射接收系统的3倍波的λ/4以下的间隔中设置贯通孔电极，能够得到-30dB以下的大的隔离。
从以上的说明，我们看到通过在高频模块中邻接的电路之间，设置带状的屏蔽电极或在层叠方向连续地设置纵列的贯通孔电极，能够得到高的隔离效果。这些屏蔽方法在受到限制的空间中是有效的。希望将带状的屏蔽电极设置在全部的电介质层上，但是也可以至少设置在设置了传输线路的电介质层上，或者设置在设置了传输线路的电介质层的上下层中的任何一层上。最希望设置带状的屏蔽电极和纵列的贯通孔电极两者。又，作为屏蔽电极也可以兼用地电极。
根据以上的构成，能够抑制相互干扰地将天线开关模块部分和高频放大器等的高频部件安装在有限的大小中，能够形成高频模块。
下面我们参照附图说明将根据本发明的一个实施例的高频部件用于便携式电话系统中的例子。一般地说，在便携式电话系统中，为了避免与周围的便携式电话机的干扰，从基站向便携式电话，为了使发信功率是送信所需的最小限度的功率，而发送控制信号(功率控制信号)。通过根据该控制信号进行工作的APC(Automatic Power Control(自动功率控制))电路，在发射侧输出段的高频放大器中，为了使该发射功率成为通话所需的输出而对栅极电压进行控制。栅极电压的控制是通过比较在监视器上实际得到的从高频放大器输出的功率的检测信号与来自基站的功率控制信号进行的。这样在便携式电话的通信系统中，通过可以适应周围环境地改变输出进行通话，能够在与其它的便携式电话之间不产生干扰，稳定地维持通话品质。
欧洲的数字便携式电话系统中的高频放大器的输出检测电路大致分为2种方式。一种是在高频放大器的输出端子上安装耦合电路，检测输出功率的方式，另一种是在高频放大器部分附加1～10Ω左右的电阻，从电压下降求得消耗功率，换算成高频功率的方式。一般地说，前者在形成到层叠体的电路中实现，后者例如在集成到搭载部件和半导体芯片的电路中实现。
[4.1]第1实施样态
本实施例用预备了监视输出功率的功能的半导体芯片。图11表示EGSM、DCS和PCS的3频带用天线开关模块部分的等效电路。图12表示高频放大器的等效电路，图13(a)和(b)表示两者的连接点附近的电路部分。本实施例的高频模块是使图23的实线所示的范围内的装置(ASM+HPA)复合化在一个层叠体内的模块，图17是该层叠体的部分展开图。
(A)天线共用器
参照图11，天线共用器Dip由传输线路L1～L4和电容C1～C4构成。传输线路L2和电容C1形成串联谐振电路，为了在DCS频带(发射频率：1710～1785MHz，接收频率：1805～1880MHz)和PCS频带(发射频率：1850～1910MHz，接收频率：1930～1990MHz)中具有谐振频率而进行设计。在本实施例中使衰减极对准在1.8GHz上。又传输线路L4和电容C3形成串联谐振电路，为了在EGSM频带(发射频率：880～915MHz，接收频率：925～960MHz)中具有谐振频率而进行设计。在本实施例中使衰减极对准在0.9GHz上。
通过该电路，能够分频合成EGSM系统的信号和DCS/PCS系统的信号。最好为了对于DCS/PCS系统的信号频率成为高阻抗而设定长的传输线路L1、L3。因此，难以将DCS/PCS系统的信号传送到EGSM系统的路径中。也可以省略传输线路L3。最好对EGSM系统的信号频率成为高阻抗而将电容C2、C4设定比较小的电容值上。在长的传输线路L1、L3。因此，难以将EGSM系统的信号传送到DCS/PCS系统的路径中。
(B)开关电路
第1开关电路SW1由电容C5、C6、传输线路L5、L6、PIN二极管D1、D2和电阻R1构成。为了在EGSM的发射频带成为λ/4谐振器而设定传输线路L5、L6的长度。传输线路L5可以代替在EGSM的发射频率地电平大致成为开路(高阻抗状态)的扼流圈。这时，希望电感为10～100nH左右。电阻R1决定流过控制电压VC1处于High(高)的第1、第2二极管D1、D2的电流。在本实施例中，电阻R1为100Ω～200Ω。电容C5、C6是为了切断控制电压的DC成分。当控制电压VC1处于高时，因为在PIN二极管D2中存在着连接导线等的寄生电感，所以为了抵消它使它与电容C6串联谐振。能够适当地设定电容C6的电容值。
根据上述构成，当控制电压VC1处于高时，第1、第2二极管D1、D2都成为ON(接通)，第2二极管D2与传输线路L6的连接点成为地电平，作为λ/4谐振器的传输线路L6的反对侧的阻抗成为无限大。所以，当控制电压VC1处于高时，信号不能通过天线共用器Dip到EGSM Rx之间的路径，信号容易通过天线共用器Dip到EGSM Tx之间的路径。另一方面，当控制电压VC1处于Low(低)时，第1二极管D1也成为OFF(断开)，信号不能通过天线共用器Dip到EGSM Tx之间的路径，又因为第2二极管D2也成为OFF，所以信号容易通过天线共用器Dip到EGSMRx之间的路径。这样，就可以切换EGSM信号的发射接收。
第2开关电路SW2由电容C7～C10、传输线路L7～L10、PIN二极管D3～D6和电阻R2、R3构成。为了在DCS/PCS的信号频率成为λ/4谐振器而设定传输线路L7～L10的长度。传输线路L7、L9可以分别代替在DCS的发射频率地电平大致成为开路(高阻抗状态)的扼流圈。这时，希望电感为5～60nH左右。电阻R2决定控制电压VC2处于高时流过第3、第4二极管D3、D4的电流。在本实施例中，电阻R2为100Ω～200Ω。电阻R3决定控制电压VC3处于高时流过第5、第6二极管D5、D6的电流。在本实施例中，电阻R3为100Ω～2kΩ。电容C7、C8和C10是为了切断控制电压的DC成分。当控制电压VC2处于高时，因为在PIN二极管D4中存在着连接导线等的寄生电感，所以为了抵消它使它与电容C7串联谐振而设定电容C7的电容值。
根据上述构成，当控制电压VC2处于高时，第3、第4二极管D3、D4都成为ON，第4二极管D4与传输线路L8的连接点成为地电平，作为λ/4谐振器的传输线路L8的反对侧的阻抗成为无限大。所以，当控制电压VC2处于高时，信号不能通过天线共用器Dip到PCS Rx和天线共用器Dip到DCS Rx之间的路径，信号容易通过天线共用器Dip到DCS/PCS Tx之间的路径。另一方面，当控制电压VC2处于低时，第3二极管D3也成为OFF，信号不能通过天线共用器Dip到DCS/PCS Tx之间的路径，又因为第4二极管D4也成为OFF，所以信号容易通过天线共用器Dip到PCS Rx和天线共用器Dip到DCS Rx之间的路径。
当控制端子VC3处于高时，因为在PIN二极管D6中存在着连接导线等的寄生电感，所以为了与电容C10串联谐振而设定电容C10的电容值。因此，当控制端子VC3处于高时，第5、第6二极管D5、D6都成为ON，第6二极管D6与传输线路L10的连接点成为地电平，作为λ/4谐振器的传输线路L10的反对侧的阻抗成为无限大。所以，当控制端子VC3处于高时，信号不能通过天线共用器Dip到DCS Rx之间的路径，信号容易通过天线共用器Dip到PCS Rx之间的路径。当控制端子VC3处于低时，第5二极管D5也成为OFF，信号不能通过天线共用器Dip到PCS Rx之间的路径，又因为第6二极管D6也成为OFF，所以信号容易通过天线共用器Dip到DCS Rx之间的路径。这样当控制端子VC2处于高时可以切换到DCS/PCS Tx，当控制端子VC2、VC3分别处于低、高时可以切换到PCS Rx，当控制端子VC2和控制端子VC3处于低时可以切换到DCS Rx。
(C)低通滤波器
第1低通滤波器LPF1是由传输线路L1 1和电容C11～C13构成的π型低通滤波器。传输线路L11和电容C11构成并联谐振电路，它的谐振频率设定为EGSM的发射频率的2倍～3倍。在本实施例中设定在3倍的2.7GHz。根据上述构成，能够只除去包含在从功率放大器输入的EGSM的发射信号中的高频畸变。所以，将低通滤波器LPF1设置在发射路径上在特性上是最好的，但是不一定要这样做。将第1低通滤波器LPF1配置在第1高频开关SW1的第1二极管D1与传输线路L5之间，但是也可以配置在天线共用器Dip与第1高频开关SW1之间，也可以配置在传输线路L5与EGSM Tx之间。如果与传输线路L5并联地配置与第1低通滤波器LPF1的地连接的电容，则构成并联谐振电路，能够构成长度比λ/4短的传输线路L5，又能够使扼流圈的电感小。
第2低通滤波器LPF2是由传输线路L12和电容C14～C16构成的π型低通滤波器。传输线路L12和电容C14构成并联谐振电路，它的谐振频率设定为DCS/PCS发射频率的2倍～3倍。在本实施例中设定在2倍的3.6GHz。根据上述构成，能够只除去包含在从功率放大器输入的DCS/PCS的发射信号中的高频畸变。所以，将低通滤波器LPF2设置在发射路径上在特性上是最好的，但是不一定要这样做。与第1低通滤波器LPF1相同，也可以将第2低通滤波器LPF2配置在天线共用器Dip与第2高频开关SW2之间，也可以配置在传输线路L7与DCS发射端子DCS Tx之间。
在本实施例中，将第1和第2低通滤波器LPF1、LPF2分别设置在二极管D1与传输线路L5之间和二极管D3与传输线路L7之间，即开关电路中。这在电路设计上最好但是不是必须的。最好将低通滤波器设置在发射信号通过的天线共用器～发射端子间的每条发射路径的位置上。
(D)控制逻辑
表1总结了以上的高频部件(天线开关模块部分)的控制逻辑。
表1模式 VC1 VC2 VC3EGSM TX(发射) 高 低 低DCS/PCS TX(发射) 低 高 低EGSM RX(接收) 低 低 低DCS RX(接收) 低 低 低PCS RX(接收) 低 低 高
[4.2]第2实施样态
也能够将EGSM系统分成GSM850(发射频率：824～849MHz，接收频率：869～894MHz)和EGSM，形成4频带对应。这时，发射系统用共用端子，接收系统连接将GSM850和EGSM切换到3频带对应天线开关的EGSM接收端子单元的开关。即便代替该开关，用作为GSM850和EGSM频带的λ/4谐振器的传输线路，也能够区分两者间的频率。
(A)高频放大器
图12是表示构成高频部件的高频放大器的匹配电路的一个例子。该匹配电路的输出端子P0与图6的天线开关模块部分的例如EGSM Tx的发射端子P1连接，将经过放大的信号发送给天线开关。通过直流截止电容Ca2传输线路ASL1的一端与输出端子P0连接。接地的电容Ca3、Ca4与传输线路ASL1连接，构成输出匹配电路。传输线路ASL1的另一端与作为半导体元件的一种的场效应开关晶体管(FET)Q1的漏极连接。FETQ1的源极接地，栅极与双极开关元件(B-Tr)Q2的收集极连接。
传输线路ASL1的另一端与场效应开关晶体管FET Q1的漏极D的连接点，通过由λ/4带状线等构成的电感SL1和电容Ca5的串联电路接地，电感SL1和电容Ca5的连接点与漏报电压端子Vdd1连接。又，场效应开关晶体管FET Q1的栅极与双极开关元件Q2的收集极的连接点通过电容Ca6接地并且也与栅报电压端子Vg连接。
双极开关元件Q2的发射极接地，基极与传输线路SL3的一端的连接。双极开关元件Q2的收集极通过由带状线等构成的电感SL2与电容Ca7的串联电路接地，电感SL2与电容Ca7的连接点与收集极电压端子Vc连接。电感SL2与电容Ca7的连接点也与双极开关元件Q2的基极与传输线路ASL3的一端的连接点连接。传输线路ASL3的另一端通过电容Ca8接地并且与输入端子Pin连接。
在图11和图12的等效电路中传输线路和电感由带状线构成的情形是很多的，但是也可以由微带状线、共面引导线等构成。放大器电路也可以通过附加半导体元件Q3和可加电压电路使放大电路成为3段以上的多段，作为高功率放大器进行构成。在本实施例中用FET作为晶体管Q1，用B-Tr作为晶体管Q2，但是也可以分别用其它种类的晶体管。例如，可以使用Si-MOSFET、GaAs FET、Si双极晶体管、GaAsHBT(异质结双极晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。当然，也可以用将几个晶体管集成化的MMIC(单片微波集成电路)。在本实施例中直接连接传输线路ASL3和晶体管Q2，但是也可以通过电阻进行连接。
(B)相位调整
图13表示高频放大器或天线开关模块的相位调整电路周边的电路部分。相位调整电路能够通过插入传输线路或高通滤波器和低通滤波器等的LC电路构成。这里我们说明将图4(b)的高通滤波器插入EGSM Tx端子P1和P0之间的例子。图14是将当固定从连接基准面看的高频放大器的阻抗，调整天线开关模块部分的阻抗时的基波(f)、2倍高频波(2f)，3倍高频波(3f)的动向画成曲线的史密斯图。
看功率放大器HPA的相位对于2倍高频波(2f)和3倍高频波(3f)在θ区域(左上)。从该状态，例如通过调整输出匹配电路的传输线路ASL1的长度和电容的电容量接近共轭匹配的关系，使在天线开关模块部分ASM的基波(f)情形的阻抗接近设定的阻抗(50Ω)的阻抗上进行共轭匹配(图14中的大致中央的虚线圈内的■记号)。
2倍高频波(2f)和3倍高频波(3f)的阻抗的现在相位θ3是在共轭匹配的θ1的区域(图14中左下的▲记号)。例如通过插入由18nH的电感和6pF的电容构成的高通滤波器，相位θ2的移动到图14中右下的■记号所示的区域。在本实施例中，分别能够将θ2在2倍波(2f)调整到接近作为目标的θ0的区域的θ0-90°的区域，在3倍波(3f)调整到θ0-120°的区域。进一步进行相位调整中，能够使θ2移动到得到最大衰减量的θ0的区域(右上)。
调整的相位和调整方向随情况而异，但是优先进行不要高频的作为主要成分的2倍波(2f)的调整，使θ2接近θ0的是基本的。也可以根据情况不进行3倍波(3f)的调整只调整θ2。
在EGSM(880～960MHz)中的ASM的输入相位与2倍波(2f)和3倍波(3f)的衰减量的关系分别如图15(a)和(b)所示。在图15(a)中，表示最大衰减量[-73dB]的相位θ0在30°附近。如果能够调整到该相位，则再好不过了，但是在实际设计中设定允许范围。例如允许3dB左右的衰减量恶化的范围为180°(θ0±90°)，允许5dB左右的衰减量恶化的范围为240°(θ0±120°)。这在图15(b)所示的3倍波的衰减量特性中也是同样的。实际上，我们看到因为在3dB的恶化中也有-70dB以上的衰减量，又在5dB的恶化中也有-65dB以上的衰减量，所以如果对于最佳相位θ0调整到±120°以内，则具有充分的效果。最好相位的调整范围为θ0±90°，更好是θ0±45°左右。即便关于DCS/PCS系统，也能够在相同的相位范围内得到本发明的效果。
(C)功率附加效率
根据本发明关于在发射特性中重要的功率附加效率，显著地表现出低插入损耗区域的宽频带化的效果。图16表示在EGSM发射频带中的频率与相位调整前后的功率附加效率的关系。相位调整前功率附加效率的峰值低，峰值附近的波形是陡急的狭窄频带，损耗非常大。与此相反，相位调整后功率附加效率的峰值大幅上升，峰值附近的波形成为缓慢的宽频带，达到低插入损耗化。
本实施例的相位调整中，插入由18nH的电感和6pF的电容构成的高通滤波器。在图14的史密斯图中，表示了插入高通滤波器前后的基波、2倍波和3倍波的阻抗位置。基波位于图的中央部分。与基波的共轭匹配相当的相位θ1在-130°附近。插入高通滤波器后移动到在θ2的相位区域内的θ1-10°附近，能够调整到非常有效的位置。
关于n倍高频波，在将2f作为目标的θ0更近的θ0-90°以内的区域中，能够将3f调整到θ0-120°以内的区域。即便用使特性最佳化的HPA和ASM，如图16所示在相位调整前只能够得到低水平的功率附加效率，但是通过插入相位调整电路能够最佳地调整相位关系，能够在宽频带中得到高水平的功率附加效率。即便关于DCS/PCS系统也能够得到这种效果。
[4.3]第3实施形态(高频模块)
图17是表示在将具有图11的等效电路的天线开关模块部分和具有图12的等效电路的高频放大器收集在一个层叠体内的高频模块中，上部1～3层、中间7～8层和下部13～15层的电介质未经加工片的展开图。层叠体由15层的电介质未经加工片构成，电介质未经加工片1为最上层，电介质未经加工片15为最下层。
电介质未经加工片1由可以950°C以下的低温烧结的LTCC材料构成。例如，能够用含有在Al2O3换算中10～60％质量的Al、在SiO2换算中25～60％质量的Si、在SrO换算中7.5～50％质量的Sr、在TiO2换算中20％质量以下的Ti、在Bi2O3换算中0.1～1 0％质量的Bi、在Na2O换算中0.1～5％质量的Na、在K2O换算中0.1～5％质量的K、在CuO换算中0.01～5％质量的Cu、和在MnO2换算中0.01～5％质量的Mn的电介质组成物。
为了容易形成传输线路和电容，未经加工片的厚度最好为40～200μm。在本实施例中用银系电极材料。根据电极图案在各未经加工片上形成传输线路和电容，设置适当的贯通孔。顺次层叠形成了传输线路和电容的未经加工片，通过950°烧结得到使高频部件复合化的层叠体模块。层叠体的大小例如约为横13.75mm×纵8mm×高0.75mm。在层叠体的上面，搭载二极管、晶体管、芯片电感、芯片电容、电阻等的芯片元件，盖上金属盒(图中未画出)制成最后的成品。成品的全高约为1.8mm。代替金属盒也可以用树脂密封包装，这时全高约为1.5mm。层叠体大小的别的例子是横10mm×纵8mm×高0.75mm。这时，成品的全高，当金属盒时约为1.8mm，当树脂密封包装时约为1.5mm。
(A)开关模块部分
层叠体内的开关模块部分由在上部层上形成的传输线路L1、L2、L3(本实施例中省略)、L4等(构成分频器和低通滤波器)、在中间层上形成的电容C1、C3、C6、C10等(构成分频器、开关电路和低通滤波器)、在下部层上形成的传输线路L5、L6、L7、L8、L9、L10等(构成开关电路)构成。
(B)高频放大电路模块部分
在高频放大电路模块部分中，在上部层形成初段匹配电路的传输线路，在中间层形成初段和后段的匹配电路的电容，在下部层形成热涂敷金属夹层和后段匹配电路的传输线路，以及用于加电压的线。在第2、3、8、13、14、15层上分别设置地电极G1、G2、G3、G4、G5、G6。因为省略了中间层的显示，所以没有全部显示出地电极、传输线路和电容，但是根据电极图案大致形成上述那样的配置。到层叠体的搭载部件和基片外附部件是二极管D1～D6、晶体管Q1～Q3、芯片电容C5、C8、Ca5～Ca7、电阻R1～R3等。
(C)相位调整电路
高频放大电路模块部分和天线开关模块部分的连接部分位于上层，但是为了避免相互干涉，在层叠方向的不重复的位置上形成未加工片1的传输线路ASL1(高频放大器的线路)和未加工片2的传输线路ASL2(天线开关模块部分的引导线路)。在本实施例中在两者之间插入相位调整用的高通滤波器，但是该高通滤波器的LC电路由芯片电感和芯片电容构成，搭载在层叠体的上面。因为根据这种构成即便在制成层叠体模块后也能够进行调整，所以可望在试作调整中不会化费时间。又，因为将传输线路ASL1、ASL2设置在不同的层的不干涉的位置上，所以能够避免两高频部件间的干涉。
在第1层中在ASL1和天线开关模块部分ASM之间形成屏蔽电极SG，在ASM一侧的区域中，形成从低通滤波器到天线一侧的电路图案。如果ASL1与它的电路图案发生电磁耦合，则不通过低通滤波器从天线原封不动地输出不要的高频功率。在本实施例中，通过用屏蔽电极SG分离ASL1和ASM，能够避免发生上述的电磁耦合，提高高频特性。
(D)屏蔽构造
在构成图17所示的复合层叠模块的全部未加工片中，在左侧区域形成构成高频放大器的电极图案，在右侧区域形成构成另一个天线开关模块部分的电极图案。进一步，在第1层的左右区域之间设置带状的屏蔽电极SG，纵列地形成从屏蔽电极SG贯通全部未加工片的贯通孔电极HG。贯通孔电极HG从屏蔽电极SG与第3层的地电极G2、第8层的地电极G3、第13层的地电极G4、和最下层的地电极G6连接，不仅能够抑制两高频部件间的相互干涉，而且也有抑制在层叠方向中的电极图案间的相互干涉的效果。当尺寸上存在富裕时，有望将带状的屏蔽电极SG设置在全部未加工片上。可是因为在多数情形中这是不可能的，所以也将通过贯通孔电极HG与屏蔽电极SG连接的地电极用作屏蔽电极。有望将屏蔽电极和地电极设置在形成传输线路的电极图案的未加工片或它的上下中任何一方的未加工片上。
最好贯通孔电极HG的纵列间隔G尽可能地狭窄，具体地说必须在防止干涉的最高频率的波长λ的1/4以下。而且实用上，考虑到相互干涉的抑制效果、未加工片的机械强度和形成贯通孔的容易性等，我们看到最好为大致λ/10～λ/50的程度。贯通孔电极HG的间隔G既可以是均匀的也可以是不均匀的，在本实施例中是不等间隔，间隔G为DCS带的3倍波(5.4GHz附近)的约λ/20(大致1mm)～约λ/25。
不一定需要将贯通孔设置在直线上，例如在图17的第7层以下可以看到的那样，考虑电极图案的配置等也可以适当地偏离直线位置。例如，并列的设置纵列的贯通孔电极HG多个列。这时，为了得到高频屏蔽效果，最好使邻接的列的贯通孔的间隔小那样地，决定贯通孔电极列的位置。
由于以所定间隔进行纵列的贯通孔电极HG，提高了未加工片间的粘合强度。
在具有以上构成的高频模块中，通过屏蔽电极SG、贯通孔电极HG和地电极产生的屏蔽效果，能够消除高频部件间的噪声等的相互干涉，防止高频放大器的振荡等的不稳定工作。又，能够抑制寄生信号的发生，能够防止通过特性的恶化。进一步，因为将多个高频部件集约在一个层叠体内，所以便携式电话内的印刷电路配线基板上的安装面积与已有的将功率放大器和天线开关分别安装在基板上的情形比较能够减少25％～50％，适合于搭载在便携式电话和PDA等的小型信息终端等的通信机上。
通过将高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM一体化在一个层叠体内，缩短两者的连接线路，能够减少线路损失，也不会发生偏离匹配。又，也不需要在已有的印刷电路配线基板上连接两者所需的配线。又，因为使高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM一体化，所以能够使相互的阻抗匹配最佳化，能够使已有的设置在各个HPA和ASM上的匹配电路简略化。这样根据本发明，能够得到小型、低插入损耗、高输出功率、高输出效率的高频模块。
关于特性，已有技术当GSM发射时，效率35％，2倍高频波-25dBm，3倍高频波-25dBm左右，但是如果根据本实施例，则提高到效率43％以上，2倍高频波-38dBm以下，3倍高频波-36dBm以下。又，当DCS/PCS发射时，能够达到效率34％以上，2倍高频波-38dBm以下，3倍高频波-36dBm以下的特性。从而，我们看到不仅在GSM频带而且在DCS/PCS频带也具有本发明的有效性。
当将以上那样的特性提高了的本发明的高频模块用于便携式电话时，与已有那样地分别安装高频部件的情形比较，能够达到5～10％左右的效率化。因此发射时的消耗功率减少，电池每充电一次的通话时间延长10～20％左右。
此外，根据本发明高频模块，为了得到所要的特性将多种高频放大器和天线开关模块组合起来进行评价，当在印刷电路基片上形成匹配电路和高频滤波器等时，不需要至今采用的种种办法。
[4.4]第4实施形态
图11表示天线开关的等效电路图的一个例子，图12表示高频放大器的等效电路图的一个例子。例如，在开关电路中用pin二极管，但是也可以用SPDT(Single Pole Dual Throw(单极双掷))、SP3T等的SPnT型的GaAs开关。当用SPDT的GaAs开关置换pin二极管开关时，因为不需要pin二极管开关中所需的λ/4线，所以在层叠体内产生与此相当的空余。因此，可以削减空间和形成新的功能元件，有利于更加小型化和高集成化。
当以3频带天线开关为例时，如果用SP5T的GaAs开关置换pin二极管开关，则可以实现全路径的开关。此外，不需要数条λ/4线，能够更加小型化和高集成化。但是，发射侧的低通滤波器和为了满足特性插入的滤波器类能够由层叠体和/或搭载部件构成。这时，因为GaAs开关直接与天线连接，所以可望对GaAs开关实施静电电涌对策。当使用未实施电涌对策的GaAs开关时，需要在天线与GaAs开关之间插入LC滤波器等的电涌对策电路。
图18～图20表示用GaAs开关的3频带用天线开关模块部分。最好使图18～图20的天线开关模块部分ASM与高频放大器HPA一体化，用图18～图20的ASM置换图23的方框图中的ASM部分。
图18所示的天线开关模块部分具备SPDT(SP2T)开关SW1和SP3T开关SW2。根据天线共用器Dip，例如分频成低频侧的EGSM带和高频侧的DCS/PCS带，用开关SW1切换EGSM带的发射(与PA1连接)和接收(RX1)，用开关SW2切换DCS/PCS带的DCS/PCS发射(与PA2连接)和DCS接收(RX2)和PCS接收(RX3)这样3条路径。
图19的天线开关模块部分只具备3个SP2T开关。与上述相同，根据天线共用器Dip，在通信系统中分频成低频侧的EGSM带和高频侧的DCS/PCS带，用开关SW1切换EGSM带的发射(与PA1连接)和接收(RX1)，用开关SW2切换DCS/PCS带的DCS/PCS发射(与PA2连接)和DCS/PCS接收，进一步用开关SW3切换DCS接收(RX2)和PCS接收(RX3)。
图20的天线开关模块部分具备SP5T开关。不使用天线共用器Dip，只用开关切换全部路径。
此外，在图18和图19的天线开关模块部分中，也可以用具有适当的PIN二极管的SPDT开关置换GaAs SPDT开关。即便用GaAs开关构成天线开关模块部分，与用PIN二极管时相同地通过上述相位调整电路，使高频放大器HPA的相位与天线开关模块部分ASM的相位在通过频带中共轭匹配，在不要的高频带中调整到非共轭匹配区域，能够提高高频模块全体的特性。进一步也能够根据上述输出检测器的检测值制成也包含控制输出晶体管的栅极电压的APC电路的一体化模块。
[4.5]第5实施形态
本发明的高频模块也可以具备在天线开关模块部分和高频放大器之间的耦合电路和隔离电路，也可以在接收系统路径中插SAW滤波器。在上述实施例中，在高频放大器的半导体芯片中附加监视输出功率的功能。
如图21和图22所示，可以由耦合电路检测功率。如图21所示，将耦合CPL插入天线开关模块部分的低通滤波器LPF和高频放大器HPA之间。如图22所示，将来自高频放大器HPA的高频输出的传输路径CSL1称为主线路，将用于取出一部分输出功率的传输线路CSL2称为耦合线路。耦合线路CSL2的一端为了控制高频放大器HPA的输出功率，与输出监视器(检波器)连接。耦合线路CSL2的另一端用电阻R为终端。终端电阻一般为50Ω，但是为了调整耦合度和隔离度也可以适当地变更。
在高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM之间插入耦合器的构成中，不调整高频放大器HPA和天线开关模块部分ASM的相对相位，而是通过相位调整电路调整高频放大器HPA和耦合CPL的相对相位。具体地说，使两者的相位在通过频带中共轭匹配，在不要的高频带中调整到非共轭匹配区域。为了得到所要的特性，希望一体化地设计耦合CPL和天线开关模块部分ASM。更好的是也使耦合CPL和天线开关模块部分ASM的相对相位在通过频带中共轭匹配，在不要的高频带中调整到非共轭匹配区域。
由耦合CPL引起的损失通常约为0.2～0.3dB左右。可是，通过将高频放大器HPA、耦合CPL和天线开关模块部分ASM最佳地设计在一个层叠体内，与将各电路分别地安装在印刷电路配线基片上的已有设计比较，能够实现25～50％的小型化，约2～7％的效率提高。因此发射时的消耗功率减少，电池每充电一次的通话时间延长例如5～15％左右。又，也可以制成也包含根据耦合CPL的检测值控制输出晶体管的栅极电压的APC电路的一体化模块。
[5]其它的发射接收系统
作为能够应用本发明的发射接收系统，除了上述以外，可以举出将PDC800频带(810～960MHz)、GPS频带(1575.42MHz)、PHS频带(1895～1920MHz)、Bluetooth(蓝牙)频带(2400～2484MHz)、和估计将在美国普及的CDMA2000、估计将在中国普及的TD-SCDMA等组合起来的多频带用的天线开关模块(2频带、3频带、4频带、5频带等)。
根据本发明，能够得到将在需要的基本频带中的插入损耗抑制到最小，并且使在非基本频带中的高频衰减量最大的低损失，功率附加效率高的天线输出特性卓越的多频带用高频复合部件。当用本发明的多频带用高频复合部件时，能够得到在一个层叠体内使2个以上的功能一体化的廉价的小型轻量化的多频带用高频模块。通过用本发明的多频带用高频模块，能够得到高性能的便携式电话等的通信机。