功率因数矫正装置、 AC/DC 变换器及功率因数矫正方法 技术领域 本发明涉及电子电路技术领域， 尤其涉及一种功率因数矫正装置、 交流直流变换 器及功率因数矫正方法。
背景技术 集成电路的高速发展， 使得芯片集成度越来越高， 面积越来越小。 集成电路常用电 源为交流直流 (AC/DC) 变换器。集成电路的发展也促进了电源技术的发展， 电源技术对整 个芯片性能的影响也显得越来越重要。
通常， AC/DC 变换器会降低功率因数而产生功率损耗， 其中， 功率损耗主要表现在 ： AC/DC 变换器的输入电压 / 电流为正弦波， 经 AC/DC 变换器整流后， 导致 AC/DC 变换器内， 初级绕组上产生的电压 / 电流为非正弦波 ； 或者， 虽然初级绕组上产生的电压 / 电流为正弦 波， 但相位与输入电压 / 电流不同 ； 或者初级绕组上产生的电流具有谐波。为提高电源效 率， 减少电网污染， 通常采用功率因数校正 (PFC) 技术， 降低 AC/DC 变换器的功率损耗。
现有 PFC 技术通常采用桥式整流器后加电容滤波的手段， 来降低电源功率损耗。 发明人经实践与研究发现 ：
现有技术在负载发生变化的情况下， 难以获得与输入电能同相位的功率因数矫正 效果。并且， 现有技术中， 由于采用整流器后接大滤波电容的做法来降低 AC/DC 变换器的功 率损耗， 导致 AC/DC 变换器占用相对较大的芯片面积， 且自身功耗大。
发明内容 本发明提供一种功率因数矫正装置、 交流直流变换器及功率因数矫正方法， 解决 现有技术存在的在负载发生变化的情况下， 初级绕组上产生的电能与输入电能同相位不 同， 导致 AC/DC 变换器的功率损耗较大的技术问题。
本发明中， 一种功率因数矫正装置， 设置于交流直流 AC/DC 变换器上， 包括 ： 第一 获取模块、 第二获取模块、 计算模块、 启动控制模块、 采样模块和第一比较器 ；
所述第一获取模块， 用于获取输入电能的描述值， 输出所述输入电能的描述值 ；
所述第二获取模块， 用于获取反映所述 AC/DC 变换器上负载状况的负载反馈电能 描述值， 输出所述负载反馈电能描述值 ；
所述计算模块， 接入所述第一获取模块和所述第二获取模块， 用于利用接收到的 所述输入电能的描述值和所述负载反馈电能描述值， 计算与所述输入电能同相位的参考电 能描述值， 输出所述参考电能描述值给所述第一比较器 ；
所述启动控制模块， 连接所述采样模块的输入端， 用于输出开启控制指示， 所述开 启控制指示用于控制所述采样模块开始工作 ；
所述采样模块， 输入端连接所述 AC/DC 变换器的变压器上的初级绕组、 所述启动 控制模块的输出端， 输出端连接所述第一比较器的输入端， 用于采样体现所述初级绕组上 电能状况的实际电能描述值 ；
所述第一比较器， 输入端接入所述计算模块和所述采样模块的输出端， 输出端连 接所述采样模块的输入端， 用于比较所述实际电能描述值与所述参考电能描述值， 在得到 所述实际电能描述值与所述最大电能的描述值相等的比较结果时， 输出停止控制指示 ； 所 述停止控制指示用于指示所述采样模块停止工作， 由所述初级绕组获得与所述输入电能同 相位的输出电能描述值 ； 之后， 所述启动控制模块输出所述开启控制指示， 再次启动所述采 样模块。
优选地， 所述计算模块包括 ： 描述值处理模块和计算器 ；
所述描述值处理模块， 接入所述第二获取模块， 用于根据负载反馈电能描述值， 产 生输出值， 在所述负载恒定时， 所述输出值为恒定电能描述值 ； 在所述负载发生变化时， 所 述输出值为体现所述变化的误差电能描述值 ；
所述计算器， 接入所述描述值处理模块和所述第一获取模块， 用于利用所述描述 值处理模块输出的所述输出值， 以及所述输入电能的描述值， 计算所述参考电能描述值， 输 出所述参考电能描述值给所述第一比较器。
优选地， 所述描述值处理模块包括 ： 第二比较器和减法器 ；
所述计算器为模拟乘法器 ； 所述第二比较器， 接入所述第二获取模块， 用于将所述负载反馈电能描述值与预 设的第一基准值作比较， 根据比较结果产生所述输出值 ； 若所述负载反馈电能描述值与所 述第一参考值相等， 输出所述恒定电能描述值给所述减法器 ； 否则， 根据所述负载反馈电能 描述值变化对所述负载变化的体现， 输出所述误差电能描述值给所述减法器 ；
所述减法器， 接入所述第二比较器， 用于将接收到的所述输出值减去预设第二基 准值， 得到减数， 输出所述减数给所述模拟乘法器 ；
所述模拟乘法器， 接入所述减法器与所述第一获取模块， 用于根据预设计算式， 算 出所述参考电能描述值， 输出所述参考电能描述值给所述第一比较器 ；
记所述输出值为 Vcomp ； 记所述第二基准值为 Vref2 ； 记所述参考电能描述值为 Vth1， 记所述输入电能的描述值为 Vmult， 所述计算式为 ：
Vth1 ＝ K*(Vcomp-Vref2)*Vmult+B
其中， K 为乘法器系数， B 为总谐波失真 THD 补偿值。
优选地， 所述装置还包括 ：
保护选择器， 用于保护所述装置， 将所述计算模块的输出通过该保护选择器连接 所述第一比较器的输入端 ； 包括 ： 将所述参考电能描述值与预设第三基准值做比较， 若所 述参考电能描述值大于所述第三基准值， 输出所述第三基准值给所述第一比较器 ； 否则， 输 出所述参考电能描述值给所述第一比较器。
优选地， 所述启动控制模块为零电流检测电路， 输入端连接所述变压器上的辅助 绕组， 输出端连接所述采样模块的输入端， 用于通过检测所述辅助绕组上的电能存储状况， 检测所述初级绕组的电能释放情况， 包括 ： 上电初始， 检测到所述辅助绕组上的检测电能描 述值低于预设第四基准值， 则产生所述开启控制指示， 触发所述采样模块开始工作 ； 或， 所 述采样模块停止工作后， 所述初级绕组获得所述输出电能描述值且释放存储的电能， 检测 到所述辅助绕组上的检测电能描述值低于所述第四基准值， 则产生所述开启控制指示， 触 发所述采样模块开始工作。
优选地， 所述采样模块外接采样电路和受控开关 ； 所述采样电路， 通过所述受控开关连接所述初级绕组， 用于采样所述实际电能描述值 ； 所述受控开关， 一端连接所述初级绕组， 另一端连接所述采样电路， 受控键连接所 述启动控制模块的输出端和所述第一比较器的输出端， 用于接收所述开启控制指示， 控制 所述采样电路开始工作 ； 或， 接收所述关闭控制指示， 控制所述采用电路停止工作。
优选地， 所述装置还包括 ： 前沿消隐电路、 与非门电路、 触发器和驱动电路 ；
所述第一比较器， 通过所述与非门电路、 所述触发器和所述驱动电路连接所述采 样模块， 将所述关闭控制指示传输给所述采样模块 ； 所述零电流检测电路， 通过所述触发器 和所述驱动电路连接所述采样模块， 将所述开启控制指示传输给所述采样模块 ； 包括 ：
所述与非门电路的一个输入端连接所述第一比较器的输出端， 所述与非门电路的 输出端连接所述触发器的一个输入端 ；
所述触发器的另一输入端连接所述零电流检测电路的输出端， 所述触发器的输出 端连接所述驱动电路的输入端， 所述驱动电路的输出端连接所述采样模块的输入端 ；
所述前沿消隐电路， 输入端连接所述触发器的输出端， 输出端连接所述与非门电 路的另一输入端 ；
所述驱动电路， 用于保护所述受控开关， 并传递开启或关闭控制指示 ；
所述触发器， 用于在收到所述开启控制指示后， 触发所述前沿消隐电路工作 ； 在收 到所述关闭控制指示后， 传递所述关闭控制指示 ；
所述前沿消隐电路， 用于在受所述触发器触发后， 通过所述与非门电路， 在预设时 长内屏蔽所述第一比较器的输出。
本发明中， 一种 AC/DC 变换器， 包括 ： 功率因数矫正装置， 所述装置包括 ： 第一获取 模块、 第二获取模块、 计算模块、 启动控制模块、 采样模块和第一比较器 ；
所述第一获取模块， 用于获取输入电能的描述值， 输出所述输入电能的描述值 ；
所述第二获取模块， 用于获取反映所述 AC/DC 变换器上负载状况的负载反馈电能 描述值， 输出所述负载反馈电能描述值 ；
所述计算模块， 接入所述第一获取模块和所述第二获取模块， 用于利用接收到的 所述输入电能的描述值和所述负载反馈电能描述值， 计算与所述输入电能同相位的参考电 能描述值， 输出所述参考电能描述值给所述第一比较器 ；
所述启动控制模块， 连接所述采样模块的输入端， 用于输出开启控制指示， 所述开 启控制指示用于控制所述采样模块开始工作 ；
所述采样模块， 输入端连接所述 AC/DC 变换器的变压器上的初级绕组、 所述启动 控制模块的输出端， 输出端连接所述第一比较器的输入端， 用于采样体现所述初级绕组上 电能状况的实际电能描述值 ；
所述第一比较器， 输入端接入所述计算模块和所述采样模块的输出端， 输出端连 接所述采样模块的输入端， 用于比较所述实际电能描述值与所述参考电能描述值， 在得到 所述实际电能描述值与所述最大电能的描述值相等的比较结果时， 输出关闭控制指示 ； 所 述关闭控制指示用于指示所述采样模块停止工作， 由所述初级绕组获得与所述输入电能同 相位的输出电能描述值 ； 之后， 所述启动控制模块输出所述开启控制指示， 再次启动所述采
样模块。 本发明中， 一种功率因数矫正方法， 应用于 AC/DC 变换器上， 包括 ：
步骤 a、 所述 AC/DC 变换器获取输入电能的描述值， 获取反映所述 AC/DC 变换器上 负载状况的负载反馈电能描述值 ；
步骤 b、 利用所述输入电能的描述值和所述负载反馈电能描述值， 计算与所述输入 电能同相位的参考电能描述值 ；
步骤 c、 启动采样操作， 所述采样操作包括 ： 采样体现所述 AC/DC 变换器的变压器 上的初级绕组电能状况的实际电能描述值 ；
步骤 d、 比较所述实际电能描述值与所述参考电能描述值， 在得到比较结果为所述 实际电能描述值与所述最大电能的描述值相等时， 执行步骤 e ；
步骤 e、 停止所述采样操作， 由所述初级绕组获得与所述输入电能同相位的输出电 能描述值 ； 返回执行步骤 c。
优选地， 所述步骤 b 包括 ：
步骤 b1、 处理所述负载反馈电能描述值， 生成输出值， 包括 ： 在所述负载恒定时， 生成所述输出值为预设的恒定电能描述值 ； 在所述负载发生变化时， 生成所述输出值为体 现所述变化的误差电能描述值 ；
步骤 b2、 利用所述输出值， 以及所述输入电能的描述值， 计算所述参考电能描述值。 优选地， 所述步骤 b1 包括 ：
将所述负载反馈电能描述值与预设的第一基准值作比较， 根据比较结果生成所述 输出值， 包括 ： 若所述负载反馈电能描述值与所述第一参考值相等， 生成所述恒定电能描述 值； 否则， 根据所述负载反馈电能描述值变化对所述负载变化的体现， 生成所述误差电能描 述值。
优选地， 所述步骤 b2 包括 ：
将所述输出值减去预设第二基准值， 得到减数 ；
根据预设计算式， 算出所述参考电能描述值 ；
记所述输出值为 Vcomp ； 记所述第二基准值为 Vref2 ； 记所述参考电能描述值为 Vth1， 记所述输入电能的描述值为 Vmult， 所述计算式为 ：
Vth1 ＝ K*(Vcomp-Vref2)*Vmult+B
其中， K 为乘法器系数， B 为 THD 补偿值。
优选地， 所述步骤 d 之前， 还包括 ：
保护所述 AC/DC 变换器， 包括 ： 将所述参考电能描述值与预设第三基准值做比较， 若所述参考电能描述值大于所述第三基准值， 则所述步骤 d 利用所述第三基准值与所述实 际电能描述值作比较 ； 否则， 利用所述参考电能描述值与所述实际电能描述值作比较。
优选地， 所述步骤 c 的启动采样操作包括 ：
通过检测所述变压器的辅助绕组上的能量存储状况， 检测所述初级绕组的能量释 放情况， 包括 ： 上电初始， 检测到所述辅助绕组上的检测能量描述值低于预设第四基准值， 则启动所述采样操作 ； 或， 所述采样操作停止后， 所述初级绕组获得所述输出电能描述值且 释放存储的能量， 检测到所述辅助绕组上的检测电能描述值低于所述第四基准值， 则启动
所述采样操作。
本发明提供的功率因数矫正装置、 交流直流变换器及功率因数矫正方法， 为适应 不同负载的运行环境， 由输入电能与负载反馈电能共同决定初级绕组上产生的电能。 其中， 利用基于输入电能与负载反馈电能所产生的参考电能， 来确定通过采样获得的初级绕组上 的电能， 适应负载变化的应用场景， 可自适应地调整初级绕组上的电能环境， 确保初级绕组 上所获得的电能与输入电能同相位， 从而， 有效减少 AC/DC 变换器的功耗， 减少电网污染， 提高电源效率。 附图说明
图 1 表示本发明中功率因数矫正装置的结构示意图 ； 图 2 表示本发明中初级绕组获得与输入电能同相位的输出电能的波形示意图 ； 图 3 表示本发明中计算模块 103 的结构示意图 ； 图 4 表示本发明中功率因数矫正方法流程图 ； 图 5 表示本发明中功率因数矫正装置的实例结构示意图 ； 图 6 表示本发明的实施例中 AC/DC 变换器的电路示意图。具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的具体实现。
参见图 1， 图 1 是本发明中功率因数矫正装置的结构示意图， 该装置可设置于交流 直流 AC/DC 变换器上。图 1 中， 功率因数矫正装置可包括 ： 第一获取模块 101、 第二获取模 块 102、 计算模块 103、 启动控制模块 104、 采样模块 105 和第一比较器 106 ；
第一获取模块 101， 用于获取输入电能的描述值， 输出输入电能的描述值 ；
第二获取模块 102， 用于获取反映 AC/DC 变换器上负载状况的负载反馈电能描述 值， 输出负载反馈电能描述值 ；
计算模块 103， 接入第一获取模块 101 和第二获取模块 102， 用于利用接收到的输 入电能的描述值和负载反馈电能描述值， 计算与输入电能同相位的参考电能描述值， 输出 参考电能描述值给第一比较器 106 ；
启动控制模块 104， 连接采样模块 105 的输入端， 用于输出开启控制指示， 开启控 制指示用于控制采样模块 105 开始工作 ；
采样模块 105， 输入端连接 AC/DC 变换器的变压器上的初级绕组、 启动控制模块 104 的输出端， 输出端连接第一比较器 106 的输入端， 用于采样体现初级绕组上电能状况的 实际电能描述值 ；
第一比较器 106， 输入端接入计算模块 103 和采样模块 105 的输出端， 输出端连接 采样模块 105 的输入端， 用于比较实际电能描述值与参考电能描述值， 在得到实际电能描 述值与最大电能的描述值相等的比较结果时， 输出关闭控制指示 ； 关闭控制指示用于指示 采样模块 105 停止工作， 由初级绕组获得与输入电能同相位的输出电能描述值 ； 之后， 启动 控制模块 104 输出开启控制指示， 再次启动采样模块 105。
本发明中， 由第一获取模块 101、 第二获取模块 102 和计算模块 103 得到与输入电 能同相位的参考电能描述值 ； 由采样模块 105 采样初级绕组上的实际电能描述值 ； 由启动控制模块 104 和第一比较器 106 分别控制采样模块 105 的开与关， 并且由第一比较器 106 在得到实际电能描述值与参考电能描述值相等的情况下， 控制采样模块 105 停止工作， 在 初级绕组获得与输入电能同相位的输出电能后， 一次采用结束， 或者说一个采用周期结束， 启动控制模块 104 重新启动采样模块 105， 下一个采样周期开始。
本申请中， 设电能描述值采用电压来描述。参见图 2， 图 2 是本发明中初级绕组获 得与输入电能同相位的输出电能的波形示意图。图 2 波形图为电压 V- 时间 t 图中， 实线波 形为参考电压所对应的波形 ； 各采样点， 如点 i、 点 j， 等等， 即为初级绕组所获得的输出电 压。在用作单独 PFC 应用中， 采样点将非常密集， 采样点的连线与输入电压同相位， 并且相 似度可达 99.99％。另需说明的是， 图 2 中， 参考电压是经过整流后的电压， 为半波图形， 仅 为具体实现中的实施例， 实际应用中， 参考电压的波形也可是完整的正弦图形。
本申请中， 还需要说明的是， 图 1 所示连接均应理解为功能连接， 实际应用中， 存 在功能连接的两个模块之间加入其他模块的可能， 该其他模块能够传递相应功能， 且为优 化方案而加入。
参见图 3， 图 3 是本发明中计算模块 103 的结构示意图。图 3 中， 计算模块 103 可 包括 ： 描述值处理模块 301 和计算器 302 ； 描述值处理模块 301， 接入第二获取模块 102， 用于根据负载反馈电能描述值， 产 生输出值， 在负载恒定时， 输出值为恒定电能描述值 ； 在负载发生变化时， 输出值为体现该 变化的误差电能描述值 ；
计算器 302， 接入描述值处理模块 301 和第一获取模块 101， 用于利用输入电能的 描述值和描述值处理模块 301 输出的输出值， 计算参考电能描述值， 输出参考电能描述值 给第一比较器 106。
实际应用中， 描述值处理模块 301 可包括 ： 第二比较器 301a 和减法器 301b ； 计算 器 302 具体可以是模拟乘法器 ；
第二比较器 301a， 接入第二获取模块 102， 用于将负载反馈电能描述值与预设的 第一基准值作比较， 根据比较结果产生输出值 ； 若负载反馈电能描述值与第一参考值相等， 输出恒定电能描述值给减法器 301b ； 否则， 根据负载反馈电能描述值变化对负载变化的体 现， 输出误差电能描述值给减法器 301b ；
减法器 301b， 接入第二比较器 301a， 用于将接收到的输出值减去预设第二基准值 Vref2， 得到减数， 输出减数给计算器 302 ；
计算器 302， 接入减法器 301b 与第一获取模块 101， 用于根据预设计算式， 算出参 考电能描述值， 输出参考电能描述值给第一比较器 106 ；
记输出值为 Vcomp ； 记第二基准值为 Vref2 ； 记参考电能描述值为 Vth1， 记输入电 能的描述值即输入电压为 Vmult， 计算式为 ：
Vth1 ＝ K*(Vcomp-Vref2)*Vmult+B (1)
其中， K 为乘法器系数， B 为总谐波失真 (THD) 补偿值。
具体应用中， 上述功率因数矫正装置还可包括 ：
保护选择器， 用于保护该装置， 将计算模块 103 的输出通过该保护选择器连接第 一比较器 106 的输入端 ； 包括 ： 将参考电能描述值与预设第三基准值 Vref3 做比较， 若参考 电能描述值大于第三基准值， 输出第三基准值给第一比较器 106 ； 否则， 输出参考电能描述
值给第一比较器 106。
具体应用中， 启动控制模块 104 可以是零电流检测电路， 其输入端连接辅助绕组， 输出端连接采样模块 105 的输入端， 用于通过检测变压器的辅助绕组上的电能存储状况， 检测次级绕组的电能释放情况， 从而获知初级绕组上的电能存储情况 ； 包括 ： 上电初始， 检 测到辅助绕组同名端上的检测电能描述值低于预设第四基准值， 则产生开启控制指示， 触 发采样模块 105 开始工作 ； 或， 采样模块 105 停止工作后， 初级绕组获得输出电能描述值且 释放存储的能量， 其中， 输出电能描述值也是初级绕组在采样点上所能获得的最大电能描 述值， 对应电能的最大存储量 ； 当检测到辅组绕组上没有电流流过， 辅组绕组的同名端电压 低于第四基准值， 则次级绕组上的能量全部传输给负载， 于是， 产生开启控制指示， 触发采 样模块 105 开始工作。其中， 第四基准值很小。
采样模块 105 通过外接采样电路和受控开关实现采样， 其中，
采样电路， 通过受控开关连接初级绕组， 用于采样实际电能描述值 ；
受控开关， 一端连接初级绕组， 另一端连接采样电路， 受控键连接启动控制模块 104 的输出端和第一比较器 106 的输出端， 用于接收开启控制指示， 控制采样电路开始工 作； 或， 接收关闭控制指示， 控制采用电路停止工作。 参见图 4， 图 4 是本发明中功率因数矫正方法流程图， 该方法可应用于 AC/DC 变换 器上， 包括以下步骤 ：
步骤 401、 AC/DC 变换器获取输入电能的描述值， 获取反映 AC/DC 变换器上负载状 况的负载反馈电能描述值。
步骤 402、 利用输入电能的描述值和负载反馈电能描述值， 计算与输入电能同相位 的参考电能描述值。
该步骤 402 具体可包括 ：
步骤 402a、 处理负载反馈电能描述值， 生成输出值， 包括 ： 在负载恒定时， 生成输 出值为预设的恒定电能描述值 ； 在负载发生变化时， 生成输出值为体现负载变化的误差电 能描述值， 具体为 ：
该将所述负载反馈电能描述值与预设的第一基准值作比较， 根据比较结果生成所 述输出值， 包括 ： 若所述负载反馈电能描述值与所述第一参考值相等， 生成所述恒定电能描 述值 ； 否则， 根据所述负载反馈电能描述值变化对所述负载变化的体现， 生成所述误差电能 描述值。
步骤 402b、 利用输出值， 以及输入电能的描述值， 计算参考电能描述值。
步骤 403、 启动采样操作， 该采样操作包括 ： 采样体现 AC/DC 变换器的变压器上的 初级绕组电能状况的实际电能描述值。
该步骤 403 的具体实现可包括 ：
通过检测变压器的辅助绕组上的电能存储状况， 检测初级绕组的电能释放情况， 包括 ： 上电初始， 检测到辅助绕组上的检测电能描述值低于预设第四基准值， 则启动采样操 作； 或， 采样操作停止后， 初级绕组获得输出电能描述值且释放存储的电能， 检测到辅助绕 组上的检测电能描述值低于第四基准值， 则启动采样操作。
实际应用中， 可以采用其他做法如一些常规做法， 来启动采样操作。
步骤 404、 比较实际电能描述值与参考电能描述值， 在得到比较结果为实际电能描
述值与最大电能的描述值相等时， 执行步骤 405。
步骤 405、 停止采样操作， 由初级绕组获得与输入电能同相位的输出电能描述值 ； 返回执行步骤 403。
实际应用中， 为保护电路， 还可在执行上述步骤 404 之前执行以下操作 ：
将参考电能描述值与预设第三基准值做比较， 若参考电能描述值大于第三基准 值， 则步骤 404 利用第三基准值与实际电能描述值作比较 ； 否则， 利用参考电能描述值与实 际电能描述值作比较。
下面以电能描述值为电压值为例， 说明本发明的具体实现。
参见图 5， 图 5 是本发明中功率因数矫正装置的实例结构示意图。图 5 中， 采样模 块 105 外接的采样电路可包括一个电阻 R1， 受控开关可以是一个金属氧化物半导体场效应 (MOS) 开关管 M0。电阻 R1 上的压降 Vcs 体现初级绕组上的实际电能状况。其中开关管 M0 的一端连接电阻 R1， 另一端连接 AC/DC 变换器上的初级绕组 ( 图 5 中未示出 )， 受控键连接 驱动电路。实际应用中， 采样模块 105 的具体形式可多样， 本申请不作一一列举。
图 5 中， 驱动电路为辅助设置， 主要用于保护开关管 M0， 可传递启动控制模块 104 或第一比较器 106 输出的控制指示。
图 5 中， 第一获取模块 101 具体包括两个串联电阻 ： 电阻 R2 和电阻 R3， 输入电能 描述值 Vmult 为 ：
其中， Vin 是 AC/DC 变换器对输入其中的源电压进行整流后获得的输入电压， 与源 电压同相位。
第二获取模块 102 获得的负载反馈电能描述值具体为负载状态反馈电压， 记为 Vfb。第二比较器 301a 具体为误差比较器 COMP21。负载状态反馈电压 Vfb 通过误差比较器 COMP21 与第一基准电压 Vref1 进行比较得到输出值 Vcomp。
若采样模块 105 启动与停止工作的某几个连续工作周期内， 负载发生变化， 则本 实施例中， 根据 AC/DC 变换器上负载反馈电路的设计特点， 设负载状态反馈电压 Vfb 减小， 则体现负载减小， 电压 Vfb 增大， 体现负载增大 ； 则当电压 Vfb 大于电压 Vrefl， 设置电压 Vcomp 下降 ； 当电压 Vfb 小于电压 Vrefl， 设置电压 Vcomp 上升。实际应用中， 若 AC/DC 变 换器上负载反馈电路的设计中， 若电压 Vfb 减小， 体现负载增大， 电压 Vfb 增大， 体现负载 减小 ； 则可相应设置当电压 Vfb 小于电压 Vrefl， 则电压 Vcomp 上升 ； 当电压 Vfb 大于电压 Vrefl， 电压 Vcomp 下降， 而不限于本实施例列举的情况。并且， 用于体现电压 Vcomp 与电压 Vfb 的关系式可根据实际的相关电路设置。
本发明中， 当负载发生变化的情况下， 误差比较器 COMP21 输出的电压 Vcomp 也不 同， 从而可使初级电感中的电流作出自适应地调整， 使 AC/DC 变换器具有较好的负载调整 能力。
实际应用中， 图 5 中减法器 301b 的作用主要体现在算术意义上， 将具有较大数值 的 Vcomp 变小， 以便于后续计算。图 5 中， 模拟乘法器利用上述计算式 (1) 计算参考电能描 述值， 或称参考电压 Vth1， 该参考电压 Vth1 与输入电压同相位， 其波形图为正弦波形图。 上 述计算式 (1) 中， 乘法器系数 K 值由系统应用场合来确定设置范围， 并可通过修改用于实现
PFC 矫正装置的发光二极管 (LED 驱动器 ) 的内部电路来修改 K 值 ； B 值用于提供波形图过 零点的补偿电压， 以减小谐波失真。
如图 5 所示装置， 实际应用中， 上述保护选择器具体为一个二选一选择器， 其两个 输入端中， 一个输入端接入模拟乘法器输出的参考电压 Vth1， 另一输入端为预设的第三基 准值 Vref3。比较参考电压 Vth1 和电压 Vref3， 输出其中较小的一个给第一比较器 106， 用 以防止参考电压 Vth1 过高， 损坏电路。记该二选一选择器输出的电压为 Vth。
图 5 中， 第一比较器 106 为峰值电压比较器 COMP22， 用于比较采样电路的电阻 R1 上的电压 Vcs 和二选一选择器输出的电压 Vth， 并且在电压 Vcs 达到电压 Vth 时， 输出关闭 控制指示。可见， 电压 Vref3 为实际应用中电压 Vcs 可达到的最大电压。
具体应用中， 图 5 所示装置还可包括 ： 前沿消隐 (LEB) 电路、 与非门电路、 RS 触发 器和上述驱动电路 ；
第一比较器 106， 通过与非门电路、 RS 触发器和驱动电路连接采样模块 105， 将关 闭控制指示传输给采样模块 105 ； 零电流检测电路， 通过 RS 触发器和驱动电路连接采样模 块 105， 将开启控制指示传输给采样模块 105。
其中， 与非门电路是一个二输一与非门， 其一个输入端连接第一比较器 106 的输 出端， 另一输入端连接前沿消隐电路的输出端 ； 其输出端连接 RS 触发器的一个输入端。RS 触发器的另一输入端连接零电流检测电路的输出端， 输出端连接驱动电路的输入端。驱动 电路的输出端连接采样模块 105 的输入端， 即开关管 M0 的受控键。
RS 触发器， 用于在收到开启控制指示后， 触发前沿消隐电路工作 ； 在收到关闭控 制指示后， 传递关闭控制指示。
LEB 电路， 输入端连接 RS 触发器的输出端， 输出端连接与非门电路的另一输入端， 用于在受 RS 触发器触发后， 通过与非门电路， 在预设时长内屏蔽第一比较器 106 的输出。
实际应用中， 开关管 M0 在打开瞬间通常会毛刺电流形成毛刺电压， 该毛刺电压值 通常较高， 可能超过当时二选一选择器输出的电压 Vth。为避免峰值电压比较器 COMP22 将 毛刺电压误检为电压 Vcs， 导致开关管 M0 刚开启， 就被关闭， 可利用上述 LEB 电路， 在零电流 检测电路每次输出开启控制指示打开开关管 M0 时， 由 LEB 电路输出一段预设时长的屏蔽信 号， 通过二输一与非门， 屏蔽此时峰值电压比较器 COMP22 的输出， 一段预设时长后， 等到电 路稳定， 则 LEB 电路停止工作， 峰值电压比较器 COMP22 的输出有效。并且， 本发明的实施例 中， 零电流检测电路使 AC/DC 变换器工作在临界连续模式， 在中小功率应用场景中， 可充分 利用电能， 最大限度地减小电网污染， 降低功耗， 提升效率。
上述 RS 触发器是逻辑开关电路， 主要用于整合峰值电压比较器 COMP22、 LEB 电路 以及零电流检测电路的逻辑功能， 传递开启控制指示与关闭控制指示， 以实现对开关管 M0 的开启与关闭。
驱动电路是实际应用中， 为开关管 M0 提供足够的驱动能力而设置的逻辑电路， 以 避免开关管 M0 在被开启瞬间受到太大冲击而损坏。
本发明的实施例中， LED 驱动器可采用软驱驱动方式， 以有效避免电磁干扰。
图 5 所示具体应用举例如， 零电流检测电路输入端 ZCD 检测到辅助绕组上电压 Vzcd 低于第四基准值即电压 Vref4 时， 采样周期开始 ： 零电流检测电路输出开启控制指示 为 1 至 RS 触发器的 R 端。RS 触发器传递开启控制指示， 输出高电平 1 ； LEB 电路收到 RS 触发器输出的高电平后被触发， 输出一段时长的低电平 0 至二输一与非门 ； 二输一与非门无 论峰值电压比较器 COMP22 的输出是什么， 均屏蔽峰值电压比较器 COMP22 的输出 ； 驱动电路 收到 RS 触发器输出的高电平 1 后， 开启开关管 M0， 采样电路开始工作， 一个采样周期开始。 当 LEB 电路输出翻转为 1 时， 屏蔽功能消失， 二输一与非门传递峰值电压比较器 COMP22 的 输出 ； 当峰值电压比较器 COMP22 检测到电压 Vcs 与电压 Vth 相等， 输出关闭控制指示高电 平 1， 此时 LEB 电路输出也是高电平 1， 二输一与非门输出低电平 0 ； RS 触发器传递二输一与 非门的输出 ； 驱动电路收到低电平后， 关闭开关管 M0， 一个采样周期结束。所列举的具体应 用仅为本发明的一个具体实施例， 实际应用中， 可重新设置逻辑值所表示的意义， 本申请不 作一一列举。
以下将本发明提供的功率因数矫正装置应用与反激拓扑 AC/DC 变换器， 说明本发 明的具体应用， 但所属技术领域的技术人员将了解到， 本发明还可应用于其它类型的 AC/DC 开关电源系统。
参见图 6， 图 6 是本发明的实施例中 AC/DC 变换器的电路示意图。 图 6 所示电路中， 桥式整流电路 601 和电容 C0 用于对输入 AC/DC 变换器的交流电源进行整流， 输出经整流后 的电压 Vin ； 电压 Vin 经过启动电阻 R4 对电容 C1 充电， 当电容 C1 上的电压高于芯片电压欠 压锁定关闭电压 (UVLO OFF) 时， LED 驱动器 602 启动 ； LED 驱动器 602 即本发明中的功率因 数矫正装置， 外接开关管 M0 和电阻 R1， 管脚 CS 采样电阻 R1 上的电压 Vcs ； 电阻 R2 和电阻 R3 为 LED 驱动器 602 外接用于获取输入电压 Vmult 的电阻 ； 电阻 R4 与电容 C1 用于上电初 始为 LED 驱动器 602 供电 ； 电阻 - 电容 - 二极管 (RCD) 钳位电路 603 用于对变压器 604 初 级绕组 Z1 两端的峰值电压进行钳位， 吸收尖峰电流， 保护电路 ； 电阻 R5 连接辅助绕组 Z2 与 零电流检测电路的输入端 ZCD， 用于获取辅助绕组上的电压 Vzcd， 相应可获知次级绕组 Z3 上的电能存储情况， 以及初级绕组 Z1 上的电能释放情况 ； 辅助绕组 Z2 经整流二极管 D1 对 LED 驱动器 602 提供能量 VDD ； 次级绕组 Z3 与二极管 D2 将初级绕组 Z1 上的交流电转变为 直流电， 并可存储于电容 C2 上 ； 电路 605 包括为 LED 驱动器 602 提供负载反馈电压 Vfb 的 负载反馈电路和保护电路， 其中负载反馈电路包括 ： 当 LED 正负级两端接上负载， 有电流通 过， 则电阻 R6 上流过电流， 将电阻 R6 上产生的电压叠加一个基准电压， 该基准电压由电阻 R7 和 R8 分压形成， 将经过叠加的电压与误差比较器 D3 做比较， 在达到预设值后， 导通光耦 合放大器 606 ； 经光耦合放大器 606 放大后的电流流经电阻 R9， 并经电阻 R10 分压后， 形成 FB 功能引脚端电压， 即负载反馈电压 Vfb ； 管脚 COMP 电压为 Vcomp ； 上述电路 605 中除上述 负载反馈电路， 均可理解为保护电路， 为常用技术， 本申请不作赘述。另外， 管脚 GND 为 LED 驱动器 602 的接地端 ； 管脚 GD 为控制指示输出端， 用于控制开关管 M0。
图 6 中， 上电初始， 开关管 M0 关闭， 零电流检测电路检测到电阻 R5 上的电压 Vzcd 较小， 发出开启控制指示， 触发开关管 M0 导通， 采样周期开始 ； 在开关管 M0 导通期间， 流过 变压器 603 初级电感的电流以受控的上升斜率流过电阻 R1， LED 驱动器 602 检测电阻 R1 上 产生的压降 Vcs， 在电压 Vcs 达到 Vth 时， 控制开关管 M0 关断 ； 在开关管 M0 关断以后， RCD 嵌位电路 603 对变压器 604 初级绕组两端的峰值电压进行嵌位， 变压器 604 次级绕组经输 出整流二极管 D2 对外提供能量， 同时变压器 604 辅助绕组经整流二极管 D1 对 LED 驱动器 602 的供电电压 VDD 提供能量 ； 当零电流检测电路再次检测到电阻上的电压 Vzcd 较小时， 再次发出开启控制指示， 触发开关管 M0 导通， 新的采样周期开始。综上所述， 本发明提供的技术方案中， 考虑负载状况对矫正的影响， 由输入电能与 负载反馈电能共同决定初级绕组上产生的电能。其中， 利用基于输入电能与负载反馈电能 所产生的参考电能， 来确定通过采样获得的初级绕组上的电能， 适应负载变化的应用场景， 可自适应地调整初级绕组上的电能环境， 确保初级绕组上所获得的电能与输入电能同相 位， 从而， 有效减少 AC/DC 变换器的功耗， 减少电网污染， 提高电源效率。
并且本发明中， 通过零点流检测器检测次级绕组上的能量， 使系统工作在临界导 通模式， 在中小功率应用场景中， 可以有效减小电网污染， 最大限度的减小功耗， 提升效率。
另外， 本发明技术方案的实现可有效减小 LED 驱动器所占用的芯片面积。
以上所述仅是本发明的优选实施方式， 应当指出， 对于本技术领域的普通技术人 员来说， 在不脱离本发明原理的前提下， 还可以作出若干改进和润饰， 这些改进和润饰也应 视为本发明的保护范围。