正交分频多任务接收装置及其量度产生器 【技术领域】
本发明是有关于正交分频多任务(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)系统，特别是指一种适用于OFDM接收装置的量度产生架构。
背景技术
OFDM是众所周知的传送技术，能非常有效的使用频谱并且可以处理无线环境里遭遇到的严重通道(channel)缺陷，其基本的原理是将可运用的频谱划分成好几个子通道(或次载波，sub-carrier)，借着把全部的子通道都形成窄频而且还让它们遭受几乎平坦的衰减(flat fading)，因此而可以非常容易的等化。为达到高效的频谱运用，这些子信道的频率响应形成重迭而且正交，即使讯号经过时间散布(time-dispersive)的通道，这种正交性还是可以借由引进循环前缀(cyclic prefix)来维持。循环前缀(亦称为防护区间，guard interval)是一个OFDM符元(symbol)其最后部分的拷贝，再附加在传送的符元之前，这使得传送的讯号具有周期性，而能在避免符元间(inter-symbol)以及载波间(inter-carrier)干扰扮演决定性地角色。
OFDM将单一的高速比特流分成多个较低速的比特流，而且把它们调变在不同的次载波上，如此可以大大地减少高速传输在高度分散通道之中的符元间干扰影响，幸好，这种同时调变(以及解调)上千个次载波的复杂过程等同于离散傅立叶转换(Fourier Transform)运算，而且目前已有快速傅立叶转换(FFT)的算法可资运用，所以OFDM解调IC可以制造成为大量生产的接收器。再者，利用错误编码、交错(interleaving)处理和信道状态信息(channelstate information，CSI)能够让OFDM符合地面(terrestrial)广播通道的需求。为了对抗频率选择(frequency-selective)衰减和干扰，OFDM系统适当整合了信道编码(channel coding)以及软性决策型(soft-decision)解码。在编码过的数据分配给OFDM次载波之前，先在调变器将这些数据予以交错(interleaving)，借此能够在接收端打散因通道缺陷所引起的错误群。软性决策型译码在OFDM接收装置中，是利用知名的维特比(Viterbi)译码器来实现，Viterbi译码器是回旋(convolutional)编码的一种最大概似(maximumlikelihood)译码装置，能够以包含接收讯号量度(metric)的软性决策信息来当作其输入，而分别为每个接收位所做的量度是用来呈现其可靠度。
当数据在非时变(time-invariant)系统里调变在单一的载波时，先验地观之，所有的数据符元是平均地遭受相同的噪声功率；软性决策信息仅需考量由噪声引起逐个符元的随机变动。当资料调变在复数个OFDM次载波时，则量度将因各个次载波具有不同的讯杂比(signal-to-noise ratio，SNR)而变得稍微复杂；例如：落在频率响应波谷的次载波会含有大部分的噪声，而在波峰的次载波则遭受的较少。因此，除了逐个符元的变动之外，软性决策还需考虑其它的因素：由高SNR的次载波所传递的数据先验上将较那些由低SNR的次载波所传递的数据更为可靠，这种额外的先验信息即信道状态信息(channel state information，CSI)，并且可以延伸CSI的观念来处理选择性影响次载波的干扰。于软性决策产生时引入CSI是OFDM技术能在频率选择衰减和干扰中还能拥有极佳效能的关键。
OFDM已经被两种广播标准所采用，即：数字音讯广播(Digital AudioBroadcasting，DAB)以及数字电视地面广播(Digital Video Broadcastingfor Terrestrial，DVB-T)，欧洲电信标准协会(European TelecommunicationStandard Institute，ESTI)已针对DAB和DVB-T的系统予以标准化，便于欧洲以及世界其它国家采用。然而，目前市面上相关的量产消费产品却不是非常的具有成本效益，其中整体的效能是与OFDM接收器架构的良窳息息相关，进一步而言，最重要的是在OFDM接收装置中如何设计并安排反交错(de-interleaving)处理、量度产生以及软性决策型解码。有鉴于此，亟需一种新颖且具有效成本效益的架构，以应用于OFDM接收装置。
【发明内容】
本发明的目的是提供一种适用于OFDM接收端执行软性决策型译码的量度产生器。
本发明的另一目的是提供一种OFDM接收装置的新颖配置，其具有较佳的系统效能，并且非常适合集成电路的实施。
根据本发明的要点，一种适用于OFDM接收装置的量度产生器具有一位距离计算器来接收一复数讯号和调变该复数讯号用的星状图型态，且特别针对每一位的位置将此星状图分成群组壹以及群组零，因此位距离计算器能求取每一接收位于该群组零的第一距离以及于该群组壹的第二距离。本发明的量度产生器还含有第一及第二乘法装置，第一乘法装置将群组零的第一距离乘以与这个复数讯号有关的加权因子，以产生每一接收位的零值量度；第二乘法装置将群组壹的第二距离乘以相同的加权因子，以产生每一接收位的壹值量度。
在较佳实施例中，位距离计算器由第一、第二、第三及第四装置所构成。第一装置用来依照星状图的型态将复数讯号以一既定的值做平移转换，并且从经过转换的该复数讯号里取其整数部分；第二装置用来根据与星状图型态有关的查询表而求出每一接收位位于群组零的第一位置以及于群组壹的第二位置，其中，在星状图的群组零及群组壹里，第一、第二位置与经过转换的该复数讯号整数部分最为接近；第三装置用来将第一位置和第二位置分别以上述既定值做反平移转换；第四装置则是用来分别计算上述复数讯号和经反转换过的第一位置之间于群组零的第一距离，以及该复数讯号和经反转换过的第二位置之间于群组壹的第二距离。
根据本发明的另一要点，一种正交分频多任务接收装置包括一反交错器、一动态量化器以及一量度产生器。反交错器将一连串以符元为基础的数据进行反交错运算来逆转传送端所施加的交错运算，而以符元为基础的这笔资料则已根据星状图加以调变；动态量化器耦接于反交错器，根据星状图的型态，动态量化器将经过反交错、以符元为基础的数据予以压缩而产生一复数讯号；量度产生器耦接于动态量化器以接收该复数讯号，并且针对每一位的位置将上述星状图分成群组壹以及群组零，从而产生每一接收位于星状图群组零的零值量度以及每一接收位于星状图群组壹的壹值量度。
根据本发明的第三要点，一种正交分频多任务接收装置包括第一、第二动态量化器以及一位反交错器。第一动态量化器用来压缩一连串的信道状态信息值；位反交错器将一连串以符元为基础的数据进行反交错运算来逆转传送端所施加的交错运算，而以符元为基础的这笔资料则已根据星状图加以调变，位反交错器亦提供压缩后信道状态信息值，其是相关于经过反交错、以符元为基础的这笔数据；第二动态量化器耦接于位反交错器，根据星状图的型态，将经过反交错、以符元为基础的数据予以压缩而产生一复数讯号；量度产生器耦接于第二动态量化器以接收该复数讯号，还耦接于位反交错器以接收与该复数讯号相关的压缩后信道状态信息值，并且针对每一位的位置将星状图分成群组壹以及群组零，从而产生每一接收位于星状图群组零的零值量度以及每一接收位于星状图群组壹的壹值量度。在较佳实施例中，对于偶数编号的位，零值量度和壹值量度是由复数讯号的实数部分以及与这个复数讯号相关的压缩后信道状态信息值来计算求得；而对于奇数编号的位，零值量度和壹值量度则是由复数讯号的虚数部分以及与这个复数讯号相关的压缩后信道状态信息值来计算求得。
【附图说明】
图1根据本发明的OFDM接收器其方块示意图；
图2图1的内层反交错器以及量度产生器的方块示意图；
图3A图1的通道估算器其CSI值输出讯号的例图；
图3B在动态量化之前、经过预先削减后的CSI值；
图3C根据本发明经过动态量化的CSI值；
图4A位反交错器的概念示意图；
图4B根据本发明的位反交错器其实施例方块图；
图5根据本发明的量度产生器其实施例方块图；
图6A～图6F分别针对位a0、a1、a2、a3、a4及a5将64-QAM的星状图划分成群组壹与群组零的示意图；以及
图7根据本发明的位距离计算器其方块示意图。
符号说明：
101～天线
103～RF调谐器
105～A/D转换器
107～数字混频器
109～低通滤波器
111～内插装置
113～CP去除装置
115～FFT处理器
117～通道估算及均衡器
119～内层反交错器
121～量度产生器
123～通道译码器
210、240～动态量化器
220～符元反交错器
230～位反交错器
401～OFDM符元
410a-f～子资料流0-5
420、471、473、480～多任务器
450～控制器 451a-f～计数器0-5
461、463～存储器
510～位距离计算器
521、523～乘法装置
710～第一装置
720～第二装置
721～查询表
730～第三装置
740～第四装置
【具体实施方式】
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：
根据本发明的配置，图1中的OFDM接收器符合、但不局限于ESTI的DVB-T标准，简短地说，经由天线101接收射频(radio frequency，RF)的讯号，并将其频带透过RF调谐器103转换到较低的频率，即：中频(intermediate frequency，IF)；接着以A/D转换器105将IF讯号数字化，数字混频器(mixer)107输入数字的IF讯号再将其转换到基频(baseband)；在进入到后面的FFT处理器115之前，低通滤波器109会先把这个基频讯号予以适当地过滤，并且由内插装置111进行内插(interpolation)；内插的结果先经由CP去除装置113处理以便拿掉循环前缀；其后，FFT处理器115进行快速傅立叶转换来解调CP去除装置113的输出。DVB-T中规定了两种运算模式：『2K模式』及『8K模式』，因此FFT处理器115必须能够在2K模式执行2048点的FFT运算或是在8K模式执行8192点的FFT运算。FFT运算的结果会传给通道估算及均衡器117来处理，而通道估算及均衡器117包含了信道估算及频率等化两个部分；通道估算及均衡器117的输出会被送到内层反交错器(inner de-interleaver)119，以便于量度计算之前先逆转DVB-T标准所订定的内层交错功能；量度产生器121接收经过反交错的数据来计算位量度以供软性决策型解码运用；接着，通道译码器123自量度产生器121接收位量度从而输出译码比特流。
本发明的焦点是放在内层反交错器119以及量度产生器121，值得注意的是：图1所示的量度计算是在内层交错运作之前执行，与先前的技艺相比，本发明如此的配置的确能达到较佳的效能。接下来以实施例并搭配图、表来进一步阐释本发明的技术内容。参考图2，内层反交错器119是由符元反交错器220、位反交错器230以及两个动态量化器(dynamic quantizer)210和240所构成，为减少存储器的需求，动态量化器210可用来压缩一连串得自通道估算及均衡器117的信道状态信息(channel state information，CSI)值，其中CSI[i]表示次载波i的CSI值，图3A所示为通道估算及均衡器117所估计的CSI值的范例。CSI值在进行动态量化之前会予以预先削减(pre-clipping)，图3B所示则为CSI[i]经过预先削减的结果，而CSI值是削减至一既定值的范围内，预先削减实质上并不会影响到接收装置的效能，并且在不会造成效能损失的前提下，经过预先削减的CSI值会被进一步地予以动态量化，以降低其后的符元反交错器220与位反交错器230对于存储器的需求。在实施例里，原本8位的CSI值会被动态量化至4位，如图3C所示的CSI′[i]即为压缩后的CSI值。
回到图2，符元反交错器220从输入端接受CSI′[i]以及一连串以符元为基础的数据(symbol-based data)，再改变这串数据的顺序来逆转传送端所施加的符元交错(symbol interleaving)处理；这一连串来自于通道估算及均衡器117且以符元为基础的数据在次载波i上是用R[i]表示，当然，以符元为基础的资料R[i]曾在传送端根据星状图(constellation)予以调变。符元反交错器220亦提供压缩后的CSI值，其是相关于经过反交错、以符元为基础的数据。根据本发明，符元反交错器220的输出R[j]和CSI′[j]会先送到位反交错器230进行反交错运算来逆转传送端所施加的位交错(bit-wise interleaving)运算。另一个动态量化器240则耦接于位反交错器230，根据星状图的型态，将经过位反交错、以符元为基础的数据R′[k]予以压缩而产生一复数讯号X[k]。以DVB-T的系统而言，OFDM讯号于2K模式系调变在1705个次载波、而于8K模式系调变在6817个次载波，这些次载波包括四种不同的载波型态：数据载波、连贯性(continual)引导(pilot)载波、散布性(scattered)引导载波以及TPS引导载波。TPS引导载波是用来通知一些与信道编码及调变相关的参数，其上所载的参数包括星状图、阶层(hierarchy)信息等等，因此动态量化器240可以从收到的TPS引导载波来获得星状图的型态。虽然R′[k]已经过动态量化，其仍保有最大所需的分辨率才不致造成效能损失，在实施例中，R′[k]是以9位的有号数(signed-magnitude)表示，其中8个位代表数量，1个位用来代表正、负号，例如：S4.4，S即正、负号位，4个低位有效位表示数量的分数部分，而其余4个位则表示数量的整数部分。针对不同的非阶层式星状图，动态量化器240的输出X[k]系以6位的有号数表示，例如：QPSK以S1.4、16-QAM以S2.3、而64-QAM则以S3.2表示。除此之外，熟习此技艺者依本发明的原则当能推知动态量化器240亦可应用于阶层式星状图。量度产生器121耦接于动态量化器240以接收复数讯号X[k]，还耦接于位反交错器230以接收与X[k]相关的CSI′[k]。本发明针对每一位的位置将星状图分成群组壹(one group)以及群组零(zero group)，因此量度产生器121能够计算每一接收位于星状图群组零的零值量度(bit metric of zero)：M0，以及每一接收位于星状图群组壹的壹值量度(bit metric of one)：M1。
接着以图4A、图4B来详细描述本发明的位反交错器230。以DVB-T而言，位交错的区块大小为126位，所以对于每个符元，区块交错的过程在2K模式会重复12次，而在8K模式会重复48次。举2K模式的符元为例，图4A针对非阶层式64-QAM说明位交错概念，如图所示，OFDM符元401分为12个区块，每个区块有126个字组，每个字组则代表一个复数(complexnumber)，其含有实数部分(real part)和虚数部分(imaginary part)，即：I成份和Q成份。在位反交错之后产生了6个子数据流410a-f，多任务器420汇入这些子数据流410a-f，然后将它们多任务处理为一个输出数据流：I0、I105、I21、Q63、Q42、Q84，...，I1511、I1490、I1406、Q1448、Q1427、Q1469。图4B为位反交错器230的实施例，除了R[j]和CSI′[j]以外，控制器450在其输入端CNSTL_PT及HRCH_MD上接受星状图的型态与阶层的模式，控制器450内部含有六个7位计数器451a-f，控制器450会依照星状图的型态与阶层的模式来决定各个计数器的初始值，以非阶层式64-QAM为例，计数器451a-f是属于模数N(modulo-N)型的计数器，N为区块的大小：126，而计数器451a-f的初始值分别是0、63、105、42、21及84，并且各个计数器都被指派负责一个对应的子资料流。
如图4B所示，位反交错器230具备两个存储器461、463来暂存R[j]和CSI′[j]，存储器461、463是设计成乒乓(ping-pong)型式，使得存储器461正在写入数据时，同时也能从存储器463读出数据；反之亦然。控制器450提供了写入数据总线WR_DATA、写入地址总线WR_ADDR、读取地址总线RD_ADDR、两个读取致能讯号RD_EN1与RD_EN2、以及两个写入致能讯号WR_EN1与WR_EN2来和存储器461、463沟通。针对每一回的读取，控制器450依据目前所处理的子数据流来启用其中一个对应的计数器，并且把目前计数器所产生的值放到RD_ADDR总线，因此经过反交错的复数数据其实数和虚数部分会分别被放在DATA1_REAL、DATA1_IMAG总线(或者DATA2_REAL、DATA2_IMAG总线)，并且，与经过反交错的复数数据相关的压缩后CSI值亦被输出到DATA1_CSI总线(或者DATA2_CSI总线)。对于偶数编号的子数据流，选择反交错后复数数据的实数部分作为输出；而对于奇数编号的子数据流，则选择反交错后复数数据的虚数部分作为输出。控制器450为了这个目的提供控制讯号RI_SEL和OUT_SEL给多任务器471、473及480，其中多任务器480根据OUT_SEL讯号从存储器461、463选择反交错后的结果。
参考图5，量度产生器121具有位距离计算器510来接收复数讯号X[k]以及星状图信息(即：调变用的星状图型态)，量度产生器121系在其输入端CNSTL_PT接收星状图的型态，另外还输入星状图型态的参数α，量度产生器121亦从位反交错器230读取CSI′[k]以及子数据流的索引SUB_INDX，如前所述，位反交错器230在处理偶数编号的子数据流时，是输出反交错后、以符元为基础的资料的实数部分；或在处理奇数编号的子数据流时，是输出反交错后、以符元为基础的资料的虚数部分。位距离计算器510用来求取收到子数据流里的每一位于群组零之第一距离以及于群组壹之第二距离，如前所述，星状图是根据每一位位置的位值为1或0而分成群组壹以及群组零。为说明起见，图6A～图6F所示是分别针对位a0、a1、a2、a3、a4及a5将64-QAM的星状图划分成群组壹与群组零，其中，次载波所载的符元其实数部分传递了偶数编号的位a0、a2及a4，而虚数部分则传递了奇数编号的位a1、a3及a5，以符元为基础的复数调变数据其位顺序即：a0a1a2a3a4a5。在图6A～图6F中，Gn0、Gn1分别标示第n个位an的群组零以及群组壹，其中n＝0，1，2，3，4，5。
参考图7，位距离计算器510由第一装置710、第二装置720、第三装置730及第四装置740所构成。第一装置710用来依照星状图的型态将复数讯号X[k]以一既定的值做平移转换，并且从经过转换的复数讯号里取其整数部分，其中该既定值即DVB-T标准为星状图所订定的参数α。本发明是以下列的方式决定经过转换的复数讯号X′：
if(X[k]＞0 and X[k]≥α′)
X′＝X[k]-α′
else if(X[k]＞0 and X[k]＜α′)
X′＝1
else if(X[k]＜0 and X[k]≤-α′)
X′＝X[k]+α′
else if(X[k]＜0 and X[k]＞-α′)
X′＝-1
其中，α′＝α-1；然后取得X′的整数部分：X″，再将转换后的复数讯号其整数部分X″送到第二装置720。第二装置720还另外输入星状图型态CNSTL_PT以及子数据流索引SUB_INDX，根据与星状图型态有关的查询表(lookup table，LUT)721，第二装置720为每一个接收位求出落点在群组零的第一位置P0以及落点在群组壹之第二位置P1，其中，在星状图的群组零之中，P0是最接近于X″的位置；而在星状图的群组壹之中，P1是最接近于X″的位置。为了加速量度的计算，第二装置720里针对不同的星状图型态实施对应的查询表，以DVB-T所定义的64-QAM为例，表一所列为其查询表的范例：
表一
SUB_INDX X″ P0 P1
0，1 -7 1 -7
-6，-5 1 -5
-4，-3 1 -3
-2，-1，0，1 1 -1
2，3 3 -1
4，5 5 -1
6，7 7 -1
-7 -7 -3
-6，-5，-4，-3 -5 -3
-2，-1 -5 -1
2，3
0，1 5 1
2，3，4，5 5 3
6，7 7 3
-7，-6，-5 -7 -5
-4，-3，-2，-1 -1 -3
4，5
0，1，2，3 1 3
4，5，6，7 7 5
举例来说，对于偶数编号的位a0(即：SUB_INDX＝0)，假设X″等于3，由表一可查出P0为3而且P1为-1；又例如：对于奇数编号的位a3(即：SUB_INDX＝3)，假设X″等于-7，则根据表一P0＝-7而且P1＝-3。
第一位置P0、第二位置P1接着被送到第三装置730，于此分别将它们以上述既定值做反平移转换，就这点而言，是以下列的方式决定反平移转换后的第一、第二位置Q0及Q1：
if(P0≥0)
Q0＝P0+α′
else
Q0＝P0-α′
并且
if(P1≥0)
Q1＝P1+α′
else
Q1＝P1-α′
其中，α′＝α-1。接下来第四装置740分别计算X[k]和Q0之间于群组零的第一距离，以及X[k]和Q1之间于群组壹的第二距离。在实施例里，群组零的第一距离D0以及群组壹的第二距离D1是以下列方式计算而得：
D0＝(X[k]-Q0)2
并且
D1＝(X[k]-Q1)2
其中值得注意的是：X[k]仅含有一维的讯息，亦即：实数或虚数部分。再次参考图5，量度产生器121还包括了乘法装置521及523，乘法装置521用来将D0乘以CSI′[k]以产生零值量度M0，就意义而言，CSI′[k]为X[k]相关的加权因子；乘法装置523则用来将D1乘以相同的CSI′[k]以产生壹值量度M1。综合以上所述，本发明能以具有成本效益的方式为每个接收位计算位量度M0和M1来提供给Viterbi译码器当作软性决策信息之用。